EP1317831A2 - Verfahren und ofdm-empfänger zum verringern des einflusses harmonischer störungen auf ofdm-übertragungssysteme - Google Patents

Verfahren und ofdm-empfänger zum verringern des einflusses harmonischer störungen auf ofdm-übertragungssysteme

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EP1317831A2
EP1317831A2 EP01978126A EP01978126A EP1317831A2 EP 1317831 A2 EP1317831 A2 EP 1317831A2 EP 01978126 A EP01978126 A EP 01978126A EP 01978126 A EP01978126 A EP 01978126A EP 1317831 A2 EP1317831 A2 EP 1317831A2
Authority
EP
European Patent Office
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interference
ofdm
signal
channel
transmission
Prior art date
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Ceased
Application number
EP01978126A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Ralf Kern
Edgar Bolinth
Dirk Galda
Hermann Rohling
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Callahan Cellular LLC
Original Assignee
Siemens AG
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Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP1317831A2 publication Critical patent/EP1317831A2/de
Ceased legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0054—Maximum-likelihood or sequential decoding, e.g. Viterbi, Fano, ZJ algorithms

Definitions

  • the invention relates to a method and an OFDM receiver for reducing the influence of harmonic interference on OFDM transmission systems according to the preamble of claims 1 and 3, respectively.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • PLC powerline communication
  • frequency-selective channel properties are detected almost regularly due to reflections, which are recorded analytically by a corresponding transmission function and clearly described.
  • An important reason for the selection of OFDM transmission technology is the robust system behavior in frequency-selective channels and the relatively low processing effort for equalizing the received signals.
  • interference signals are also referred to as "inter-carrier interferences", “adjoining sub-carrier interferences” (AsCI) or “adjacent carrier interferences” (ACI) and influence the transmission quality (residual / bit error rate) of a relevant receiver Data transmission system based on OFDM technology, negative.
  • Such AsCI effects generally arise from additive stationary, harmonic interference components on the transmission channel, through duplication Interference components that arise as a result of a moving receiver, or else due to phase noise processes of the receiver oscillator, the interference spectrum of which contains significant energy components outside the OFDM sub-carrier bandwidth.
  • windowing or windows used here has so far only been used on the transmitter side for spectrum shaping and on the receiving side for improving the adjacent channel suppression.
  • An application of the window or the window for the reduction of so-called "spectral leaks" and thus for the suppression of adjacent channels is known for example from the document EP 0 802 649 AI.
  • the object of the present invention is to reduce a negative influence on the transmission quality (residual / bit error rate) of a data transmission system based on OFDM technology by narrowband harmonic interference signals occurring on a reception side and thereby to increase the transmission quality of the data transmission system.
  • this object is achieved according to the invention by the method steps of claim 1. This object is further achieved according to the invention with respect to a receiver by the features of claim 3.
  • Both the method according to the invention and the receiver according to the invention are based on the idea of using two separate technical measures and these at the same time, in order thereby to obtain an enormously high immunity to interference of the transmission system.
  • One of the two technical measures alone is not enough to maintain this enormously high immunity to interference.
  • OFDM transmission technology is already very robust in frequency-selective channels. However, this robustness is expanded again by the measures according to the invention. Interference situations are now included in which additive harmonic signals that are characteristic of PLC applications occur.
  • the high immunity to interference and thus the high performance of a transmission system in question is achieved by the simultaneous use of a window function and a determined reliability information.
  • the window function is a Nyquist-shaped window function which, in particular, generates low secondary lobes in the subcarrier and interference spectra, but at the same time leaves the orthogonality of the subcarriers unchanged.
  • To determine the reliability information for example, a measurement is carried out when a so-called zero symbol is sent in order to detect the currently active interference signals. The reliability information is then derived from the measured values obtained. If this subcarrier-specific information is taken into account in a so-called Viterbi decoder, the enormous immunity to interference is achieved.
  • the interference power of a harmonic signal can have a high dynamic range. Measurements have shown that a logarithmic normal distribution is useful for the model description of these disturbance situations.
  • sloping window flanks that is to say, for example, larger rolloff factors, can be used in order to lower the secondary peaks of the resulting interference spectra even further, and on the other hand a lower code rate can be taken into account in the convolutional encoders in order to improve them significantly To achieve error correction.
  • the processing effort in the receivers is increased only insignificantly.
  • the task of measuring interference power in the zero symbol and considering the reliability information in the Viterbi decoder marginally increases the processing effort.
  • the cosine rolloff window only slightly increases the overhead by extending the guard interval.
  • FIG. 1 shows a diagram with respect to a spectrum of an OFDM
  • FIG. 2 shows a diagram relating to the influence of neighboring subcarriers by a harmonic interference with a relative frequency offset
  • FIG. 3 shows a diagram relating to interference power as a function of the subcarrier spacing with a relative frequency offset of the interference as a parameter
  • FIG. 4 shows a diagram relating to an error floor in the event of a disturbance due to a harmonic signal (16-QAM, uncoded, AWGN channel)
  • FIG. 6 shows a graph with regard to damping the secondary maxima of the harmonic interferer by cosine rolloff windowing as a function of the invention the rolloff factor
  • FIG. 7 shows a diagram with respect to a received OFDM symbol with a cosine rolloff window
  • FIG. 8 shows a diagram with regard to an effect of the cosine rolloff window evaluation on an uncoded QPSK transmission in the AWGN with an interferer as a function of the interference power
  • FIG. 11 shows a graph relating to an estimate of a harmonic disturbance in the AWGN noise
  • FIG. 12 shows a diagram with regard to a residual bit error rate of an encoded transmission with reliability information for different bandwidth efficiencies (1 to 3 bits / s / Hz)
  • FIG. 14 shows a graph relating to a residual bit error rate of a coded transmission with 2 useful bits / subcarrier
  • Figure 16 is a graph relating to an OFDM receiver according to the invention.
  • the OFDM transmission technology considered in this report is based on the subdivision of the system bandwidth B into N FT equidistantly at intervals ⁇ _f on the sub-channels arranged on the frequency axis.
  • the subchannels or the subcarriers are orthogonal to one another and there is no mutual interference between adjacent subcarriers.
  • a rectangular modulation pulse is used in each subchannel, so that, taking into account the guard interval of length T G, the following transmission signal is generated for the kth subcarrier.
  • a complex modulation symbol S n , k is applied to each individual subcarrier k at time n.
  • the subcarrier signals are modulated separately and transmitted in parallel as a sum signal.
  • the nth OFDM symbol is calculated analytically by an additive superposition of the individual subcarrier signals and represented by the following equation:
  • an OFDM symbol can be represented by an additive superposition of complex exponential functions, each of which is weighted with the modulation symbol S n , k.
  • the subcarrier spectra Due to the rectangular pulse shaping, the subcarrier spectra have a si-shaped course
  • G k (f) Tsi ( ⁇ T (f - kAf)).
  • Figure 1 shows the equidistant arrangement of the individual subcarriers on the frequency axis.
  • One of the subcarriers is marked with the number 1.
  • the other subcarriers have a corresponding course.
  • the specially selected subcarrier spacing completely prevents intercarrier interference (ICI) between neighboring subchannels.
  • ICI intercarrier interference
  • the transmission system is sensitive to narrow-band interference signals.
  • the received signal r n (t) is first correlated with the subcarrier-specific modulation pulses g k (t) of the th subcarrier. As a result, the received signal is divided into the various orthogonal subcarrier signal components. In this processing step, the orthogonality of the subcarrier signals is completely preserved even when transmitted in frequency-selective channels. This characteristic characterizes an important advantage of OFDM transmission technology. ⁇ ⁇ -.- ⁇ ⁇ r . (*), Ft ( «- « D>.
  • the duration of the interference signals is considerably longer than the symbol duration T s of the OFDM useful signal.
  • the interference amplitude a ⁇ is assumed to be constant within the symbol duration, and a harmonic interference signal with a random frequency fj is generated for a short time.
  • a suitable (statistical) model of the interference signals to be expected should first be developed and described analytically.
  • a narrowband interference signal can act as a complex exponential function
  • ⁇ n (t) a ⁇ ⁇ e j * - flt + ⁇ l
  • the resulting interference signal is interpreted as a stochastic process, with equally distributed frequencies _fj and equally distributed phases ⁇ j in the interval [0; 2 ⁇ ].
  • the received signal r (t) is represented with the above-described assumptions and, if the frequency-selective channel influence is neglected, by an additive superimposition of the transmitted signal, the harmonic interference signals and an additive noise process n mGN (t).
  • the effects of a single interference signal on the OFDM useful signal should first be examined in more detail. Due to the assumed constant amplitude aj within the symbol duration T s , the interference signal spectra are identical to those of the subcarrier spectra and show a S -shaped course. However, the frequency position of the interference spectra can be regarded as random and independent of the useful signal spectrum. Due to the additive superimposition between useful and interference signal components in the receiving At the output of the FFT, signal r (t) also produces an additive superposition between the useful and interference signal components.
  • the si-shaped signal spectra shown in FIG. 1 have high side lobes.
  • a random spectrum of interference in the frequency position not only interferes with a single one, but generally for a large number of neighboring OFDM subcarriers. This situation is clearly shown in FIG. 2.
  • the interference spectrum shown in FIG. 2 is marked with the number 2.
  • OFDM subcarrier is located. This figure clearly shows the interference effect on neighboring subcarriers. Due to the center frequency considered here, even relatively distant subcarriers are still significantly disturbed by the high secondary peaks of the Si-shaped interference spectra.
  • Bit error rate of the overall OFDM system is influenced in particular by the frequency position of the interference signal relative to the OFDM useful signal and also by the respective power of the interference signal.
  • the resulting effect of the interference signal as a function of the frequency position is indicated quantitatively in FIG.
  • the ratio between useful and interference signal power should serve as a measure of the strength of the interference signals. This procedure has the advantage that this variable is independent of the relative frequency offset
  • the total interference power distributed to all OFDM subcarriers is calculated as follows:
  • the ratio between useful and interference signal power can be calculated as follows:
  • a received OFDM symbol is processed in the time domain by means of cyclic rotation of the OFDM receive symbol and subsequent Nyquist windowing in such a way that the interference spectrum is reduced outside the subcarrier bandwidth.
  • Such a reduction occurs because the bandwidth in which the interference has an influence on the signal-to-noise ratio of the individual orthogonal carriers is minimized.
  • a channel estimate of the channel transmission function is carried out at the subcarrier level in parallel with the first, and the signal-to-noise ratio is calculated or estimated by means of an estimate of the interference power at the subcarrier level.
  • This information relating to the noise power is then taken into account as channel status information in the case of error decoding by means of, for example, a Viterbi decoder. The consequence of this is an optimization of the decoder metric.
  • Nyquist window functions which can be implemented as cosine rolloff windows, are used to reduce the spectral side lobes. This is the filter form usually used for sending pulse shaping with the change that the course of the signal is interchanged in the time and frequency domain. The following applies: fflrS ⁇ teJI ⁇ lr ⁇ 1 + '
  • the calculated window function f C ⁇ o (n) has a so-called Nyquist edge in the time domain, which is characterized by point symmetry at the limits of the useful symbol duration T s .
  • This property initially leads in the frequency domain to the still desired equidistant zeros in the distance between the OFDM subcarriers and thus avoids the occurrence of inter-carrier interference between the individual OFDM subcarriers.
  • the side lobes in the interference signal spectra are significantly reduced. This can significantly reduce the sensitivity of the entire OFDM system to interference.
  • N W and W values are to be arranged before and after the useful symbol duration T s . The efficiency of an OFDM system with window evaluation is thus
  • part a) there is an OFDM symbol consisting of the guard interval (GI) of length N Gu ard, the front and rear protection intervals for the cosine rolloff windowing, each with Nwi n do w samples and the useful interval of length N FFI shown.
  • GI guard interval
  • Nwi n do w samples and the useful interval of length N FFI
  • an arbitrarily selected subcarrier signal (green), a harmonic interference signal (red) and the cosine rolloff window function (blue) are shown.
  • the received signal is first weighted using the window function, resulting in the signals specified in part b). This weighting leads to an attenuation of the received signal in the area of the window flanks.
  • the signal components in the protection intervals are additively superimposed on the weighted received signals in the useful interval on the basis of part b).
  • the signal thus created and shown in part c) is transformed into the frequency domain with an FFT of length N FT . Due to the symmetry properties in the cosine rolloff window function, the orthogonality of the OFDM subcarrier signals is completely preserved because of the uniform period length T s . This fact can be clearly seen from the following equation and from part c).
  • the principle of window evaluation is a purely passive procedure to reduce the influence of narrowband and tonal interferers. It has the decisive advantage that neither the transmitter nor the receiver needs to have precise information about the frequency and power of the interference in order to improve the transmission performance. Only a slightly longer guard interval is required for the system design. It is possible to compensate for the rolloff factor r between the required robustness of the system and the somewhat reduced bandwidth efficiency. Even with relatively small rolloff factors r, good suppression of the side lobes in the subcarrier and interference spectra can be achieved. Rolloff factors r ⁇ 0.1 already lead to satisfactory results.
  • the BER remains very high even at relatively high SIR values, because in every situation at least one of the subcarriers leads to faulty transmission due to the harmonic interferer.
  • the error pattern changes depending on the different window functions and the number of subcarriers that are disturbed, but the resulting BER remains very high in all the cases considered.
  • both the frequency position and the phase of the interference signal were chosen at random.
  • the BER shown in FIG. 8 and created in the overall system contains the average error rate of all subcarriers.
  • the subcarrier-specific BER which is shown in FIG. 9 for a SIR value of 4 dB, is much more revealing.
  • a harmonic interference signal leads to interference with approximately 80 of the 256 subcarriers used. For this reason, a BER of around 15% arises.
  • the harmonic interfering signal always causes a burst-like error structure that has to be processed in the area of channel coding, for example by interleaver techniques.
  • the second technical measure is based on an interference situation in which directly adjacent subcarriers are disturbed by harmonic signals. Such disturbances result in burst-like error structures. These error structures are subsequently processed using a special error correction procedure. For this purpose, a convolutional code of the rate R is considered in connection with a frequency interleaver.
  • a maximum likelihood (ML) decoding is implemented in the receiver by the Viterbi algorithm.
  • the conditional probability with which a symbol R is received is thereby maximized.
  • the symbol Ri is received on the assumption that a symbol S ⁇ has been sent. This optimization criterion is equivalent to the task of finding the transmission symbol sequence that is at a minimal Euclidean distance from the existing reception symbol sequence.
  • the analytical derivation of an ML decoding is considered first.
  • the complex reception symbol Ri of a single subcarrier i can be represented analytically as follows.
  • 2 and the noise power ⁇ 5 ⁇ 2 must be known.
  • the transmission factors are
  • a metric was used in the Viterbi decoder that describes the channel using an AWGN model. The influence of the interference signal was initially completely ignored in the metric.
  • a significant improvement in the decoding behavior can, however, already be achieved if additional information describing the instantaneous fault state is taken into account in the decoding.
  • the current interference power is estimated specific to the subcarrier and used in the Viterbi decoder as reliability information RI.
  • This measurement can, for example, be carried out relatively easily in a symbol duration T s in which there is no transmission symbol on the line. In other words, this measurement is carried out when a so-called zero symbol is sent.
  • the signal level measured in this case at the FFT output (amount of the complex reception Symbols) is used directly as reliability information in the Viterbi algorithm.
  • the background noise which is always present and is distributed stochastically, is determined.
  • the deterministic interference signals are also measured at the same time. Such a measurement result is shown by way of example in FIG.
  • the noise values are masked out in a suitable quantization step and the interference signal amplitudes are used as reliability information for the decoding of the subsequent OFDM useful signals in the Viterbi algorithm.
  • FIG. 12 shows the residual bit error rate for the transmission with different bandwidth efficiencies (from 1 to 3 bits / s / Hz) in the AWGN channel, taking into account the reliability information.
  • the clear difference in system robustness depending on the bandwidth efficiency of the process is remarkable. If the residual bit error rate in a coded QPSK transmission is low even with strong interference, the same robustness can only be achieved when the number of bits per carrier is doubled when the signal power is 6 dB higher.
  • a cosine rolloff window with two different factors r is taken into account. The picture clearly shows the dramatic improvement achieved by combining the two measures.
  • FIG. 14 shows the residual bit error rate of a coded transmission with 2 useful bits / subcarriers in the AWGN channel.
  • the total interference power is calculated from the sum of the individual interference services. This is taken into account in the illustration, so that the loss of approximately 3dB when the number of interferers is doubled does not arise due to an increased interference power, but due to the interference in separate frequency ranges. The occurrence of multiple interferers can greatly increase the interference power of a single subcarrier.
  • FIG. 16 shows a receiver according to the invention for carrying out the method described above.
  • this receiver has both means for detecting narrow-band interference signals and means for Nyquist windowing.

Abstract

Zur empfangsseitigen Verbesserung der Übertragungsqualität (Rest-/Bitfehlerrate) eines auf OFDM-Technik basierenden Datenübertragungssystems, das durch schmalbandige harmonische Störsignale negativ beeinflusst ist, wird ein Verfahren bzw. ein Empfänger vorgeschlagen, die zwei technische Maßnahmen berücksichtigen: Bei der einen technischen Maßnahme wird ein empfangenes OFDM-Symbol mittels zyklischer Rotation des OFDM-Empfangssymbols und anschließender Nyquist-Fensterung im Zeitbereich derart bearbeitet, dass es zu einer Absenkung des Störspektrums außerhalb der Subträgerbandbreite kommt. Bei der anderen technischen Maßnahme wird parallel zur ersten eine Kanalschätzung der Kanalübertragungsfunktion auf Subträgerebene durchgeführt und mittels einer Schätzung der Störleistung auf Subträgerebene das Signal-zu-Rausch-Verhältnis berechnet bzw. geschätzt. Diese Information bezüglich der Rauschleistung wird anschließend als Kanalzustandsinformation bei einer Fehlerdekodierung mittels zum Beispiel eines Viterbi-Dekoders berücksichtigt.

Description

Beschreibung
Verfahren und OFDM-Empfänger zum Verringern des Einflusses harmonischer Störungen auf OFDM-Übertragungssysteme
Die Erfindung betrifft ein Verfahren und einen OFDM-Empfänger zum Verringern des Einflusses harmonischer Störungen auf OFDM-Übertragungssysteme gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 bzw. 3.
Die OFDM-Übertragungstechnik (OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) ist eine leistungsfähige Übertragungstechnik im Bereich der Powerline Communication (PLC) , das heißt von Signalübertragungen auf Niederspannungsnetzen. Im PLC-Übertragungskanal werden durch auftretende Reflexionen fast regelmäßig frequenzselektive Kanaleigenschaften festgestellt, die analytisch durch eine entsprechende Übertragungs- funktion erfasst und eindeutig beschrieben werden. Ein wichtiger Grund für die Auswahl der OFDM Übertragungstechnik liegt in dem robusten Systemverhalten in frequenzselektiven Kanälen und in dem relativ geringen Verarbeitungsaufwand zur Entzerrung der Empfangssignale.
Ein insbesondere für PLC-Anwendungen typischer, aber nicht einziger Störeffekt entsteht auf dem Niederspannungsnetz beispielsweise durch von Schaltnetzteilen verursachte, periodische Schaltvorgänge. Durch diesen physikalischen Vorgang werden kurzzeitige, harmonische, das heißt schmalbandige Störsignale erzeugt, die sich dem Nutzsignal additiv überlagern. Diese Störsignale werden auch als "Inter-Carrier Interferen- ces" , "Adjacent Sub-Carrier Interferences" (AsCI) bzw. "Ad- jacent Carrier Interferences" (ACI) bezeichnet und beeinflussen empfangsseitig die Übertragungsqualität (Rest- /Bitfehlerrate) eines betreffenden Datenübertragungssystems, das auf der OFDM-Technik basiert, negativ. Solche AsCI-Ef- fekte entstehen allgemein durch additive stationäre, harmonische Störanteile auf dem Übertragungskanal, durch Doppier- Störanteile, die infolge eines bewegten Empfängers entstehen, oder aber auch durch Phasenrauschprozesse des Empfän- geroszillators, dessen Störspektrum signifikante Energieanteile außerhalb der OFDM-Sub-Carrier-Bandbreite beinhaltet.
In der Vergangenheit wurden die AsCI in OFDM-Systemen entweder in Kauf genommen, das heißt es erfolgte keine Kompensation, oder im Falle von zeitvarianten Störeffekten (zum Beispiel Doppler-Effekt auf dem Kanal oder vorhandenes Phasen- rauschen) durch aufwendige Equalizer und/oder sogenannten Channel-Tracking-Verfahren kompensiert .
Ein dabei eingesetztes bekanntes sogenanntes Windowing bzw. Fenstern ist bisher lediglich senderseitig zur Spektrumsfor- mung und empfangsseitig zur Verbesserung der Nachbarkanalunterdrückung eingesetzt worden. Eine Anwendung des Fensterns bzw. der Fensterung zur Reduktion von sogenannten "spectral leackages" und damit zur Nachbarkanalunterdrückung ist beispielsweise aus der Druckschrift EP 0 802 649 AI bekannt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine auf einer Empfangsseite auftretende negative Beeinflussung der Übertragungsqualität (Rest-/Bitfehlerrate) eines auf OFDM-Technik basierenden Datenübertragungssystems durch schmalbandige har- monische Störsignale zu verringern und dadurch die Übertra- gungsqualität des Datenübertragungssystems zu erhöhen.
Diese Aufgabe wird bezüglich eines Verfahrens erfindungsgemäß durch die Verfahrensschritte des Anspruchs 1 gelöst. Diese Aufgabe wird weiter bezüglich eines Empfängers erfindungsgemäß durch die Merkmale des Anspruchs 3 gelöst.
Sowohl dem erfindungsgemäßen Verfahren als auch dem erfindungsgemäßen Empfänger liegt der Gedanke zugrunde, zwei ge- trennte technische Maßnahmen und diese gleichzeitig einzusetzen, um dadurch eine enorm große Störfestigkeit des Übertragungssystems zu erhalten. Eine der beiden technischen Maßnah- men alleine reicht nicht aus, um diese enorm hohe Störfestigkeit zu erhalten. Zwar ist die OFDM-Übertragungstechnik bereits sehr robust in frequenzselektiven Kanälen. Durch die erfindungsgemäßen Maßnahmen wird diese Robustheit jedoch nochmals ausgedehnt. Es sind jetzt Störsituationen mit einbezogen, in denen additive harmonische Signale, die für PLC-An- wendungen charakteristisch sind, auftreten.
Die hohe Störfestigkeit und damit die hohe Leistungsfähigkeit eines betreffenden ÜbertragungsSystems wird durch den gleichzeitigen Einsatz einer Fensterfunk ion und einer ermittelten Zuverlässigkeitsinformation erreicht. Bei der Fensterfunktion handelt es sich um eine Nyquist-förmige Fensterfunktion, die insbesondere niedrige Nebenzipfel in den Subträger- und Stör- spektren erzeugt, gleichzeitig aber die Orthogonalität der Subträger unverändert bestehen läßt. Zur Ermittlung der Zuverlässigkeitsinformation wird zum Beispiel eine Messung beim Senden eines sogenannten Nullsymbols durchgeführt, um die momentan aktiven Störsignale zu erfassen. Aus den gewonnenen Messwerten wird dann die Zuverlässigkeitsinformation hergeleitet. Wenn diese subträgerspezifische Information in einem sogenannten Viterbi-Dekoder berücksichtigt wird, wird die enorm große Störfestigkeit erzielt.
Das Konzept der adaptiven und subträgerspezifischen Modulation wurde bisher unter ausschließlicher Berücksichtigung der Kanalübertragungsfunktion entwickelt .
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.
Die Stδrleistung eines harmonischen Signals kann eine hohe Dynamik aufweisen. Messungen haben gezeigt, dass eine logarithmische Normalverteilung zur modellhaften Beschreibung dieser Störsituationen sinnvoll ist. Zur weiteren Steigerung der positiven Effekte durch die Erfindung können einerseits schrägere Fensterflanken, das heißt zum Beispiel größere Rolloff-Faktoren eingesetzt werden, um die Nebenzipfel der resultierenden Störspektren noch weiter abzusenken und andererseits kann eine geringere Coderate in den Faltungskodern berücksichtigt werden, um eine wesentlich verbesserte Fehlerkorrektur zu erreichen.
Mit den entwickelten technischen Maßnahmen zur Erhöhung der Störfestigkeit wird der Verarbeitungsaufwand in den Empfängern nur unwesentlich erhöht. Die Aufgabe der Störleistungsmessung im Nullsymbol und die Berücksichtigung der Zuverlässigkeitsinformation im Viterbi-Dekoder erhöht den Verarbeitungsaufwand marginal. Zum Beispiel wird durch das Cosinus- Rolloff-Fenster lediglich der Overhead durch Verlängerung des Guard Intervalls etwas erhöht.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:
Figur 1 ein Schaubild bezüglich eines Spektrums eines OFDM-
Signals in schematischer Darstellung, Figur 2 ein Schaubild bezüglich einer Beeinflussung von benachbarten Subträgern durch eine harmonische Stö- rung mit relativem Frequenzoffset,
Figur 3 ein Schaubild bezüglich einer Störleistung in Abhängigkeit vom Subträgerabstand mit einem relativen Frequenzoffset der Störung als Parameter, Figur 4 ein Schaubild bezüglich eines Error-Floors bei ei- ner Störung durch ein harmonisches Signal (16-QAM, unkodiert, AWGN-Kanal), Figur 5 ein Schaubild bezüglich einer Ausdehnung eines Cosinus-Rolloff Fensters für verschiedene Rolloff- Faktoren r = 0,05 ... 1,0, Figur 6 ein Schaubild bezüglich einer Dämpfung der Nebenma- xima des harmonischen Störers durch Cosinus-Rolloff Fensterung in Abhängigkeit des Rolloff-Faktors, Figur 7 ein Schaubild bezüglich eines empfangenen OFDM-Sym- bols mit einer Cosinus-Rolloff-Fensterung, Figur 8 ein Schaubild bezüglich einer Auswirkung der Cosinus-Rolloff Fensterbewertung auf eine unkodierte QPSK-Übertragung im AWGN mit einem Störer in Abhängigkeit der Störleistung, Figur 9 ein Schaubild bezüglich einer subträgerspezifischen Bitfehlerrate einer OFDM-Übertragung mit QPSK-Modu- lation im AWGN-Kanal (SJiR = 4 dB) für verschiedene Rolloff-Faktoren,
Figur 10 ein Schaubild bezüglich einer Restbitfehlerrate einer kodierten Übertragung im AWGN-Kanal bei, 8-PSK, Faltungsdekoder mit Rate R = 2/3,
Figur 11 ein Schaubild bezüglich einer Schätzung einer har- monischen Störung im AWGN-Rauschen,
Figur 12 ein Schaubild bezüglich einer Restbitfehlerrate einer kodierten Übertragung mit Zuverlässigkeitsinformation für verschiedene Bandbreiteeffizienzen (1 bis 3 Bit/s/Hz) , Figur 13 ein Schaubild bezüglich einer Auswirkung von Rolloff-Faktoren im kodierten ÜbertragungsSystem (AWGN-Kanal, 16-QAM, R = 3/4, Zuverlässigkeitsinformation) , Figur 14 ein Schaubild bezüglich einer Restbitfehlerrate ei- ner kodierten Übertragung mit 2 Nutzbit/Subträger
(8-PSK, R = 2/3) im AWGN-Kanal für verschiedene Störeranzahlen, Figur 15 ein Schaubild bezüglich einer Restbitfehlerrate mit 2 Nutzbit/Subträger (8-PSK, R = #) bei 4 Störern im AWGN-Kanal mit verschiedenen Rolloff-Faktoren, und
Figur 16 ein Schaubild bezüglich eines OFDM-Empfängers gemäß der Erfindung.
Es hat sich gezeigt, dass Modifikationen am OFDM Systement- wurf notwendig und sinnvoll sind, um ein robustes Verhalten auch in den betrachteten Störsituationen zu erzielen. Dazu werden zwei getrennte technische Maßnahmen im Empfänger vor- geschlagen. Einerseits wird eine geeignete Fensterfunktion entwickelt, mit der das EmpfangsSignal gewichtet wird, um niedrige Nebenzipfel im Störspektrum zu erreichen. Zusätzlich wird die auf jeden einzelnen Subträger einwirkende Störsi- gnalleistung adaptiv gemessen und daraus eine Zuverlässigkeitsinformation ermittelt, die im Faltungsdekoder zur Berechnung der Metrikwerte berücksichtigt wird. Mit diesen beiden technischen Maßnahmen kann eine OFDM Übertragungstechnik für PLC-Anwendungen entwickelt werden, die sich sehr robust in den hier betrachteten Störszenarien verhält.
Die in diesem Bericht betrachtete OFDM Übertragungstechnik beruht auf der Unterteilung der Systembandbreite B in N FT äquidistant im Abstand Δ_f auf der Frequenzachse angeordneten Subkanälen. Dabei wird die OFDM-Symboldauer Ts so gewählt, dass für den Subträgerabstand Δ_f=2/Ts gilt. In diesem Fall sind die Subkanäle bzw. die Subträger zueinander orthogonal und es kommt zu keiner gegenseitigen Beeinflussung benachbarter Subträger. In jedem Subkanal kommt ein rechteckförmiger Modulationsimpuls zum Einsatz, so dass unter Berücksichtigung des Guard Intervalls der Länge TG das folgende Sendesignal für den k-ten Subträger entsteht.
eJ2πkAft yt e {_T^ Ts]
9k(t) {: sonst
Jeder einzelne Subträger k wird mit einem komplexen Modulationssymbol Sn,k zum Zeitpunkt n beaufschlagt. Die Subträgersi- gnale werden separat moduliert und parallel als Summensignal übertragen. Das n-te OFDM-Symbol wird analytisch durch eine additive Überlagerung der einzelnen Subträgersignale berech- net und durch folgende Gleichung dargestellt:
1 <7 Pi2πkΔf(t→T) Eine effiziente Berechnung des OFDM-Sendesignals, bzw. der zugehörigen zeitdiskreten Wertefolge sn,i , erfolgt mit Hilfe der inversen diskreten Fourier Transformation (IDFT) .
NFFT—1
Aus dieser Darstellung ist unmittelbar erkennbar, dass sich ein OFDM Symbol durch eine additive Überlagerung komplexer Exponentialfunktionen darstellten läßt, die jeweils mit dem Modulationssymbol Sn,k gewichtet sind.
Auf Grund der rechteckförmigen Impulsformung besitzen die Subträgerspektren einen si-förmigen Verlauf
Gk(f) = Tsi(πT(f - kAf)) .
Figur 1 zeigt die äquidistante Anordnung der einzelnen Subträger auf der Frequenzachse. Einer der Subträger ist mit der Zahl 1 markiert. Die anderen Subträger weisen einen entsprechenden Verlauf auf.
Durch den speziell gewählten Subträgerabstand werden Inter- carrier Interferenzen (ICI) zwischen benachbarten Subkanälen vollständig vermieden. Durch die hohen Nebenzipfel im Spektrum der einzelnen Subträger ist das Übertragungssystem allerdings empfindlich gegenüber schmalbandigen Störsignalen.
Das Empfangssignal rn (t) wird zunächst mit den subträgerspe- zifischen Modulationsimpulsen gk (t) des -ten Subträgers kor- reliert. Dadurch wird das Empfangssignal in die verschiedenen orthogonalen Subträgersignalanteile aufgeteilt. In diesem Verarbeitungsschritt bleibt die Orthogonalität der Subträger- signale auch bei Übertragung in frequenzselektiven Kanälen vollständig erhalten. Diese Eigenschaft charakterisiert einen wichtigen Vorteil der OFDM Übertragungstechnik. Λ^-.-Ä <r.(*),ft(«-«D>.
Die obige Korrelation wird für das zeitdiskrete Empfangssignal rn,i durch Einsatz der diskreten Fourier Transformation (DFT) aufwandsgünstig realisiert:
^k ~ y _/Ni FFT: 2="_0_. Tn>tG
Schaltvorgänge auf dem Niederspannungsnetz erzeugen im Empfangssignal additiv überlagerte harmonische oder tonale Stör- signale in Form von Oberwellen der Netzfrequenz fWetz=50 Hz bzw. Schaltfrequenzen von Stromversorgungen kHz. Diese Störungen werden durch unabhängige, mit dem Niederspannungsnetz verbundene Quellen (z.B. Dimmer, Schaltnetzteile, ... ) verursacht. Die Funktion dieser Geräte beruht auf periodischem Schalten der Netzspannung. Diese Schaltvorgänge führen zu diskreten, durch Oberwellen im Abstand der Schaltfrequenz gekennzeichneten Spektren.
Für das vorliegende Ausführungsbeispiel wird angenommen, dass die zeitliche Dauer der Störsignale wesentlich größer ist als die Symboldauer Ts des OFDM-Nutzsignals. Aus diesem Grund wird die Störamplitude a± als konstant innerhalb der Symboldauer angenommen und es entsteht dadurch kurzzeitig ein harmonisches Störsignal mit zufälliger Frequenz fj .
Zur Störuntersuchung dieser additiv überlagerten harmonischen Störsignale auf das betrachtete OFDM-Nutzsignal soll zunächst ein geeignetes (statistisches) Modell der zu erwartenden Störsignale entwickelt und analytisch beschrieben werden. Ein schmalbandiges Störsignal kann in diesem Zusammenhang als komplexe Exponentialfunktion
πn(t) = aι ■ ej *-flt+φl) aufgefasst werden. Das insgesamt wirksame Störsignal setzt sich aus mehreren unabhängig voneinander entstehenden Einzel- störern zusammen und wird modellhaft durch die folgenden vier Parameter beschrieben:
a) Anzahl der Einzelstörer 1=0, ... ,L-1 ; b) Störfrequenz jfj ; c) Störamplitude ai ; d) Anfangsphase φi .
Die ursprünglichen Schaltvorgänge können als unabhängig voneinander betrachtet werden. Aus diesem Grund wird das resultierende Störsignal als ein stochastischer Prozess aufge- fasst, mit gleichverteilten Frequenzen _fj und im Intervall [0;2π] gleichverteilten Phasen φj.
Das Empfangssignal r (t) wird mit den oben erläuterten Annahmen und bei Vernachlässigung des frequenzselektiven Kanalein- flusses durch eine additive Überlagerung des Sendesignals, der harmonischen Störsignale und eines additiven Rauschprozesses nmGN (t) dargestellt.
L-\ r(t) = s(t) + nAWGN(t) + ∑rm(t)
.=0
Um den störenden Einfluss harmonischer Störsignale im Bereich der PLC-Anwendungen abschätzen zu können, sollen zunächst die Auswirkungen eines einzelnen Störsignals auf das OFDM-Nutzsi- gnal genauer betrachtet werden. Aufgrund der angenommenen konstanten Amplitude aj innerhalb der Symboldauer Ts sind die Störsignalspektren mit denen der Subträgerspektren identisch und zeigen einen si-förmigen Verlauf. Allerdings ist die Frequenzlage der Störspektren als zufällig und unabhängig vom Nutzsignalspektrum anzusehen. Auf Grund der additiven Überlagerung zwischen Nutz- und Störsignalkomponenten im Empfangs- signal r (t) entsteht am Ausgang der FFT ebenfalls subträger- spezifisch eine additive Überlagerung zwischen Nutz- und Störsignalanteilen.
Die in Figur 1 dargestellten si-förmigen Signalspektren weisen hohe Nebenzipfel auf. Ein in der Frequenzlage zufälliges Störspektrum wirkt sich damit nicht nur störend auf einen einzigen sondern i.a. auf sehr viele benachbarte OFDM-Subträ- ger aus. Dieser Sachverhalt ist in der Figur 2 anschaulich dargestellt. Das in der Figur 2 dargestellte Störspektrum ist mit der Zahl 2 markiert.
In der Figur 2 wurde ein harmonisches schmalbandiges Störsi- gnal angenommen, dessen Mittenfrequenz sich zwischen zwei
OFDM-Subträgem befindet. Aus dieser Figur ist die Störwirkung auf benachbarte Subträger deutlich zu erkennen. Aufgrund der hier betrachteten Mittenfrequenz werden selbst relativ weit entfernte Subträger noch über die hohen Nebenzipfel der si-förmigen Störspektren signifikant gestört. Die
Bitfehlerrate des OFDM-Gesamtsystems wird insbesondere durch die Frequenzlage des Störsignals relativ zum OFDM-Nutzsignal und auch durch die jeweilige Leistung des Störsignals beein- flusst. In der Figur 3 ist die resultierende Auswirkung des Störsignals in Abhängigkeit der Frequenzlage quantitativ angegeben.
Es wird deutlich, dass selbst bei einem geringen Frequenzversatz foffset des Störsignals relativ zum Nutzsignal eine noch bedeutende Anzahl benachbarter Subträger im Einflussbereich der Störung liegt. Die resultierende Störleistung verringert sich zwar in diesen Subträgern mit zunehmendem Abstand zum harmonischen Störer, jedoch kann dies bei sehr leistungsstar- ken Störsignalen trotzdem zu einem geringen Nutzsignalabstand in einer großen Anzahl benachbarter Subträger führen.
Als Maß für die Stärke der Störsignale soll in der folgenden Betrachtung das Verhältnis zwischen Nutz- und Störsignalleistung dienen. Dieses Vorgehen besitzt den Vorteil, dass diese Größe unabhängig vom relativen Frequenz-Offset
r JStoerung Jk
JOffset - ς
zwischen Mittenfrequenz des Störsignals und der λ-ten Subträ- gerfrequenz ist. Die auf sämtliche OFDM-Subträger verteilte Gesamtstörleistung berechnet sich wie folgt:
NFFT— 1 PN = ∑ άf ■ si2 N(2πhAf + fof/set) = aj
Mit Hilfe dieser Störleistung kann das Verhältnis zwischen Nutz- und Störsignalleistung wie folgt berechnet werden:
Die bisherigen Betrachtungen wurden unabhängig vom stets im Empfänger vorliegenden additiven Rauschprozess (AWGN-Kanal) gemacht. Deshalb wird zusätzlich die Auswirkung harmonischer Störer in einem AWGN-Übertragungskanal betrachtet und die resultierende Bitfehlerwahrscheinlichkeit (BER) in Abhängigkeit des Rausch- und Störsignaleinflusses (siehe Figur 4) berech- net. Die jeweils dominierende Störgröße limitiert die Leistungsfähigkeit des Gesamtsystems. Deshalb tritt auch bei relativ hohen SNR-Werten ein sogenannter Error-Floor auf, der durch einen einzigen harmonischen Störer verursacht wird. Als Nutzsignal wurde eine unkodierte 16-QAM Übertragung betrach- tet. Ein einzelner harmonischer Störer kann in Abhängigkeit seiner Störleistung die Übertragungsqualität des gesamten OFDM-Sys- tems bereits drastisch reduzieren.
Zur wesentlichen Erhöhung der Robustheit des OFDM-Übertra- gungssystems in den betrachteten Störsituationen werden zwei nachfolgend einzeln ausführlich beschriebene technische Maßnahmen getroffen.
Bei der einen technischen Maßnahme wird ein empfangenes OFDM- Sybol mittels zyklischer Rotation des OFDM-Empfangssymbols und anschließender Nyquist-Fensterung im Zeitbereich derart bearbeitet, dass es zu einer Absenkung des Störspektrums au- ßerhalb der Subträgerbandbreite kommt. Zu einer solchen Absenkung kommt es, weil die Bandbreite, in der die Störungen einen Einfluss auf das Signal-zu-Rausch-Verhältnis der einzelnen orthogonalen Träger haben, minimiert wird.
Bei der anderen technischen Maßnahme wird parallel zur ersten eine Kanalschätzung der Kanalübertragungsfunktion auf Subträ- gerebene durchgeführt und mittels einer Schätzung der Störleistung auf Subträgerebene das Signal-zu-Rausch-Verhältnis berechnet bzw. geschätzt. Diese Information bezüglich der Rauschleistung wird anschließend als Kanalzustandsinformation bei einer Fehlerdekodierung mittels zum Beispiel eines Viterbi-Dekoders berücksichtigt. Die Folge davon ist eine Optimierung der Dekoder-Metrik.
Zur ersten technischen Maßnahme: Das bisher angenommene
„harte" Abschneiden des sogenannten Guard Intervalls innerhalb des Empfangssignals hat zu si-förmigen Spektren sowohl der Nutzsignale, aber auch der Störsignale geführt. Durch die hohen spektralen Nebenzipfel der OFDM Subträger entstand eine starke Empfindlichkeit des Übertragungssystems gegenüber schmalbandigen Störern. Zur Reduzierung der Empfindlichkeit des Systems werden durch Anwendung einer "weichen" Fenster- funktion niedrige Nebenzipfel erzeugt. Hierdurch schon wird das ÜbertragungsSystem wesentlich robuster gegenüber schmal- bandigen, additiven Störungen. Zur Anwendung dieser Technik ist eine geringfügige Verlängerung des bisher betrachteten Guard Intervalls erforderlich.
Zur Reduktion der spektralen Nebenzipfel kommen Nyquist- Fenster-Funktionen zur Anwendung, die als Cosinus-Rolloff Fenster realisiert sein können. Es handelt sich hierbei um die üblicherweise zur Sendei_c_ιpulsformung eingesetzte Filterform mit der Änderung, dass der Verlauf des Signals im Zeit- und Frequenzbereich vertauscht ist. Es gilt: fflrS^teJI≤l-r ≤1+'
Die berechnete Fensterfunktion fCκo (n) besitzt eine sogenannte Nyquistflanke im Zeitbereich, die sich durch eine Punktsymmetrie an den Grenzen der Nutzsymboldauer Ts auszeichnet. Diese Eigenschaft führt zunächst im Frequenzbereich zu den nach wie vor gewünschten äquidistanten Nullstellen im Abstand der OFDM-Subträger und vermeidet damit das Auftreten von Inter- Carrier Interferenzen zwischen den einzelnen OFDM-Subträgem. Zusätzlich verringern sich die Nebenzipfel in den Störsignalspektren erheblich. Dadurch kann die Störempfindlichkeit des gesamten OFDM-Systems wesentlich reduziert werden.
Im Gegensatz zur Gewichtung des Empfangssignals rn (t) mit Hilfe eines Rechteckfensters, muss zum Beispiel bei Anwendung einer Cosinus-Rolloff Funktion FCRO eine etwas größere Guard Intervalllänge berücksichtigt werden bzw. es wird eine Ver- kürzung des ursprünglichen Guard-Intervalls in Kauf genommen. Im Falle einer Cosinus-Rolloff Fensterfunktion ist dieser geringe Effizienzverlust ausschließlich vom gewählten Rolloff- Faktor r abhängig. In der Figur 5 ist der Zusammenhang zwi- sehen zeitlicher Ausdehnung des Guard Intervalls und dem verwendeten Rolloff-Faktor r dargestellt.
Zur Realisierung der Fensterflanke im Zeitbereich werden
Nw = 2 ■ Nwindσw = 2 ■ Yl/2 ■ r ' NFFT J
zusätzliche Abtastwerte pro OFDM-Symbol benötigt. Diese entstehen durch die Verlängerung des Guard Intervalls. Hiervon sind NWindow Werte eweils vor und nach der Nutzsymboldauer Ts anzuordnen. Die Effizienz eines OFDM-Systems mit Fensterbewertung beträgt somit also
η = NpFT
2 • Nwindow + NGuard + NppT
Aus der Figur 6 ist zu erkennen, dass bereits bei relativ geringen Rolloff-Faktoren r eine sehr starke Reduzierung der spektralen Nebenzipfel entsteht. Der resultierende Effizienzverlust ist deshalb als relativ gering zu bewerten. Bereits für einen Rolloff-Faktor von r=0,05 zeigt sich ein deutlich steilerer Abfall der Ausdehnung des Störsignalspektrums, so dass bereits in geringem Abstand zur Störfrequenz eine wesentlich geringere Störleistung erreicht werden kann.
Die praktische Anwendung einer Nyquist-Fensterung soll im folgenden am Beispiel einer Cosinus-Rolloff-Fensterung ein Hand von Figur 7 anschaulich erläutert werden.
Im Teil a) ist ein OFDM-Symbol bestehend aus dem Guard Intervall (GI) der Länge NGuard, dem vorderen und hinteren Schutzin- tervall für die Cosinus-Rolloff-Fensterungmit jeweils Nwindow Abtastwerten sowie dem Nutzintervall der Länge NFFI dargestellt. Zusätzlich ist ein beliebig gewähltes Subträgersignal (grün) , ein harmonisches Störsignal (rot) und die Cosinus- Rolloff Fensterfunktion (blau) eingezeichnet. Es erfolgt zunächst eine Wichtung des Empfangssignals mit Hilfe der Fensterfunktion, wodurch sich die im Teil b) angegebenen Signale ergeben. Diese Wichtung führt zu einer Dämpfung des Empfangssignals im Bereich der Fensterflanken. Vor Anwendung der FFT und zur Einhaltung der Periodizität im ge- fensterten Empfangssignal werden die Signalanteile in den Schutzintervallen den gewichteten Empfangssignalen im Nutzintervall anhand von Teil b) additiv überlagert. Das so entstehende und im Teil c) dargestellte Signal wird mit einer FFT der Länge N FT in den Frequenzbereich transformiert. Auf Grund der Symmetrieeigenschaften in der Cosinus-Rolloff-Fensterfunktion bleibt die Orthogonalität der OFDM-Subträgersignale wegen der einheitlichen Periodenlänge Ts vollständig erhalten. Dieser Sachverhalt ist aus der folgenden Gleichung und aus Teil c) deutlich zu erkennen.
s(i) = s(i) - f(i) + s(i + NpFτ) - f(i + NFFτ) = s( • (/(«) + /(« + NFFT)) = -(0
Das Störsignal m (t) weist dagegen im allgemeinen keine Periodizität bezogen auf die Symboldauer Ts auf,
τn(i) m(i + NFFT),
wodurch eine durchaus erwünschte Veränderung im Störspektrum entsteht .
Das Prinzip der Fensterbewertung ist ein rein passives Ver- fahren zur Reduktion des Einflusses schmalbandiger und tona- ler Störern. Es besitzt damit den entscheidenden Vorteil, dass weder am Sender noch am Empfänger genaue Informationen über die Frequenzlage und Leistung der Störung zur Verfügung stehen müssen, um eine Verbesserung der Übertragungsleistung zu erreichen. Es ist lediglich beim Systementwurf ein etwas längeres Guard Intervall vorzusehen. Bei der Festlegung des Rolloff-Faktors r besteht die Möglichkeit eines Ausgleichs zwischen erforderlicher Robustheit des Systems und der etwas verringerten Bandbreiteeffizienz. Bereits mit relativ kleinen Rolloff-Faktoren r ist eine gute Nebenzipfelunterdrückung in den Subträger- und Störspektren zu erreichen. Rolloff-Fakto- ren r < 0,1 führen bereits zu zufriedenstellenden Ergebnissen.
Ein Rolloff-Faktor von r = 0,05 führt in einem OFDM-System mit NFF = 256 Subträgem zu einer Verlängerung des Guard In- tervalls um 13 Abtastwerte und verringert die Bandbreiteeffizienz um lediglich 5%.
Figur 8 zeigt die resultierende Bitfehlerrate einer zunächst unkodierten OFDM-Übertragung mit NFFT = 256 Subträgem bei QPSK-Modulation im AWGN-Kanal. Als Parameter werden unterschiedliche Rolloff-Faktoren r eingesetzt.
Wie zu erwarten, bleibt die BER auch bei relativ hohen SIR- Werten sehr hoch, weil in jeder Situation mindestens einer der Subträger durch den harmonischen Störer zu einer fehlerhaften Übertragung führt. Es verändert sich zwar das Fehlermuster in Abhängigkeit der unterschiedlichen Fensterfunktionen und durch die Anzahl der gestörten Subträger sehr stark, aber die resultierende BER bleibt in allen betrachteten Fäl- len sehr hoch. In der vorliegenden Betrachtung wurden sowohl Frequenzlage als auch Phase des Störsignals zufällig gewählt.
Die in der Figur 8 dargestellte und im Gesamtsystem entstehende BER beinhaltet die mittlere Fehlerrate sämtlicher Sub- träger. Wesentlich aufschlussreicher ist dagegen die subträ- gerspezifische BER, die in der Figur 9 für einen SIR-Wert von 4dB dargestellt ist. Ein harmonisches Störsignal führt im Falle einer rechteckförmigen Fensterung r = 0 zur Störung von etwa 80 der 256 genutzten Subträger. Aus diesem Grund ent- steht eine BER von ungefähr 15%. Durch die Anwendung einer Cosinus-Rolloff-Fensterfunktion ist es dagegen leicht möglich, die Anzahl der gestörten Subträger mindestens zu hal- bieren. Das harmonische Störsingal verursacht allerdings stets eine burstartige Fehlerstruktur, die im Bereich der Kanalcodierung z.B. durch Interleavertechniken bearbeitet werden muss.
Zur zweiten technischen Maßnahme: Hier ist eine Störsituation zu Grunde gelegt, in der direkt benachbarte Subträger durch harmonische Signale gestört werden. Derartige Störungen haben burstartige Fehlerstrukturen zur Folge. Diese Fehlerstruktu- ren werden nachfolgend durch ein besonderes Fehlerkorrekturverfahren bearbeitet. Dazu wird beispielhaft ein Faltungscode der Rate R in Verbindung mit einem Frequenzinterleaver betrachtet.
Im Empfänger wird eine Maximum-Likelihood (ML) Dekodierung durch den Viterbi-Algorithmus realisiert. Dabei wird die bedingte Wahrscheinlichkeit maximiert, mit der ein Symbol R empfangen wird. Das Symbol Ri wird dabei unter der Annahme empfangen, dass ein Symbol S± gesendet wurde. Dieses Optimie- rungskriterium ist äquivalent mit der Aufgabe, die Sendesym- bolfolge zu finden, die einen minimalen euklidischen Abstand zur bereits vorliegenden Errpfangssymbolfolge aufweist. Es wird zunächst die analytische Herleitung einer ML Dekodierung betrachtet. Das komplexe Empfangssymbol Ri eines einzigen Subträgers i kann analytisch wie folgt dargestellt werden.
Wenn der Rauschterm N± durch einen mittelwertfreien Gauß' sehen Rauschprozess angenommen wird, dann ergeben sich in der ML Dekodierung folgende Metrikinkremente:
Für jeden einzelnen Subträger muss nach der obigen Gleichung der Übertragungsfaktor | Hi | 2 und die Rauschleistung <5± 2 bekannt sein. Im AWGN-Kanal sind die Übertragungsfaktoren | H_ | 2 für sämtliche Subträger identisch und können deshalb bei der Metrikberechnung unberücksichtigt bleiben. Sie tragen nichts zum Auffinden der Sendesymbolfolge mit minimalem Abstand zur vorliegenden Eπpfangssymbolfolge Ri bei.
Nachfolgend wird zunächst beispielhaft ein AWGN-Übertragungs- kanal und eine Störsituation betrachtet, in der die harmonische Schwingung genau zwischen zwei OFDM-Subträge angeordnet ist. Die Figur 10 zeigt die Restbitfehlerrate in einem angenommenen AWGN-Kanal in Abhängigkeit der SIR-Werte für verschiedene Rolloff-Faktoren bei einer 8-PSK Modulation und einem Faltungskoder der Rate R=2/3.
Durch die Coderate R=2/3 ist der Faltungsdekoder in seiner Korrekturfähigkeit eingeschränkt. Zusätzlich wurde in dem obigen Fall im Viterbi-Dekoder eine Metrik verwendet, die den Kanal durch ein AWGN-Modell beschreibt. Der Einfluss des Störsignals blieb in der Metrik zunächst völlig unberücksichtigt.
Eine wesentliche Verbesserung im Dekodierverhalten kann allerdings bereits erreicht werden, wenn eine zusätzliche, den augenblicklichen Störzustand beschreibende Information in der Dekodierung berücksichtigt wird.
Aus diesem Grund wird die momentane Störleistung subträger- spezifisch geschätzt und im Viterbi-Dekoder als Zuverlässig- keitsInformation RI genutzt. Diese Messung kann beispielsweise relativ einfach in einer Symboldauer Ts, in der kein Sendesymbol auf der Leitung ist, durchgeführt werden. Anders gesagt, diese Messung wird durchgeführt, wenn quasi ein sogenanntes Nullsymbol gesendet wird. Der in diesem Fall am FFT- Ausgang gemessene Signalpegel (Betrag der komplexen Empfangs- Symbole) wird direkt als Zuverlässigkeitsinformation im Viterbi-Algorithmus verwendet.
In dieser Messung wird einerseits das stets vorhandene und stochastisch verteilte Hintergrundrauschen festgestellt. Andererseits werden aber gleichzeitig auch die deterministischen Störsignale gemessen. In der Figur 11 ist ein solches Messergebnis beispielhaft dargestellt. Die Rauschwerte werden in einem geeigneten Quantisierungsschritt ausgeblendet und die Störsignalamplituden als Zuverlässigkeitsinformation für die Dekodierung der danach folgenden OFDM-Nutzsignale im Viterbi-Algorithmus benutzt.
Wenn diese Zuverlässigkeitsinformation im Dekoder berücksichtigt wird, dann verbessern sich die Ergebnisse wesentlich. Die Figur 12 zeigt die Restbitfehlerrate für die Übertragung mit verschiedenen Bandbreiteeffizienzen (von 1 bis 3 Bit/s/Hz) im AWGN-Kanal bei Berücksichtigung der Zuverlässig- keitsinformation. Bemerkenswert ist der deutliche Unterschied in der Systemrobustheit in Abhängigkeit von der Bandbreiteeffizienz des Verfahrens. Ist die Restbitfehlerrate bei einer kodierten QPSK-Übertragung auch bei starken Störungen gering, so ist die gleiche Robustheit bei Verdoppelung der Bitanzahl pro Träger erst bei einer um 6 dB höheren Signalleistung zu erreichen.
Die Ergebnisse in der Figur 12 wurden unter ausschließlicher Berücksichtigung der Zuverlässigkeitsinformation auf Grund der Störleistungsmessung gewonnen. Wenn die beiden im vorliegenden Text beschriebenen technischen Maßnahmen zur Störfestigkeit (Fensterung und Zuverlässigkeitsinformation) gleichzeitig benutzt werden, wird insgesamt eine erhebliche Steigerung der Leistungsfähigkeit des ÜbertragungsSystems erzielt. In der Figur 13 sind die mit einem Simulationsprogramm berechneten Ergebnisse für eine 16-QAM kodierte Übertragung mit Code R=3/4 und Berücksichtigung der Zuverlässigkeitsinformation im AWGN-Kanal dargestellt. Gleichzeitig wird ein Cosi- nus-Rolloff Fenster mit zwei verschiedenen Faktoren r berücksichtigt. Aus dem Bild ist klar zu erkennen, welche dramatische Verbesserung durch Kombination der beiden Maßnahmen erreicht wird.
Die bisher diskutierten Ergebnisse beziehen sich auf einen AWGN-Kanal. In einem frequenzselektiven Kanal treffen zwei zufällige Ereignisse zusammen. Einerseits ist die frequenzselektive Dämpfung der Subträgersignale zu beobachten und andererseits treten die zufällig auf der Frequenzachse positio- nierten harmonischen Störsignale auf. Falls diese Störsignale in einen Bereich starker Kanaldämpfung fallen, dann erhöht sich die BER nicht oder nur gering. Wenn das Störsignal dagegen in einem sehr guten Kanalabschnitt wirksam ist, dann allerdings ist mit einer Erhöhung der Restbitfehlerrate zu rechnen
Weitere Betrachtungen haben gezeigt, dass bei Powerline Com- munication-Anwendungen (PLC-Anwendungen) im Mittel ein Störsignal pro Megahertz Nutzbandbreite auftritt. Aus diesem Grund ist es erforderlich, auch den Einfluss mehrerer harmonischer Störer zu betrachten. In der Figur 14 ist die Restbitfehlerrate einer kodierten Übertragung mit 2 Nutz- bit/Subträger im AWGN-Kanal dargestellt. Die Gesamtstörleistung berechnet sich in diesem Fall aus der Summe der Einzel- störleistungen. Dies ist in der Darstellung berücksichtigt, so dass der Verlust von etwa 3dB bei Verdoppelung der Störeranzahl nicht auf Grund einer erhöhten Störleistung, sondern durch die Störung in getrennten Frequenzbereichen entsteht. Durch das Auftreten mehrerer Störer kann die Störleistung ei- nes einzigen Subträgers stark ansteigen. Wendet man im Fall eines durch mehrere Störer beeinflussten OFDM-Systems eine Fensterbewertung mit einem Cosinus-Rolloff Fenster an, so ist wiederum eine starke Reduktion der Restbitfehlerrate festzustellen. Der Gewinn fällt mit steigender Anzahl der Störer etwas geringer aus. Dies ist in der Figur 15 für den Fall einer Beeinflussung durch vier gleich starke Störer dargestellt. Es zeigt sich auch an dieser Stelle, dass bereits sehr geringe Rolloff-Faktoren einen Gewinn von mehreren dB erbringen.
In der Figur 16 ist zur Durchführung des oben beschriebenen Verfahrens ein erfindungsgemäßer Empfänger dargestellt. Dieser Empfänger weist neben den Mitteln eines allgemein bekannten OFDM-Empfängers sowohl Mittel für eine Erkennung schmal- bandiger Störsignale als auch Mittel für eine Nyquist-Fenste- rung auf.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Verringern des Einflusses harmonischer Störungen auf OFDM-Übertragungssysteme zur Datenübertragung, bei dem eine Fensterung-Technik verwendet wird, dadurch gekennzeichnet , dass ein empfangenes OFDM-Symbol mittels zyklischer Rotation des OFDM-Empfangssymbols und anschließender Nyquist-Fensterung im Zeitbereich derart bearbeitet wird, dass es zu einer Absenkung des Störspektrums außerhalb der Subträgerbandbreite kommt, dass parallel dazu eine Kanalschätzung der Kanalübertragungsfunktion auf Subträgerebene durchgeführt und mittels einer Schätzung der Störleistung auf Subträgerebene das Signal-zu-Rausch-Verhältnis berechnet bzw. geschätzt wird und das Ergebnis dieser Schätzung als Kanalzustandsinformation bei einer Fehlerdekodierung mittels eines Dekoders berücksichtigt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass einerseits Nyquist-Fenster mit flachen Flanken- verlaufen und andererseits eine geringe Coderate in einem Faltungskoder verwendet wird.
3 Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei Anwendung eines Cosinus-Rolloff Fensters als ein Nyquist-Fenster ein großer Rolloff-Faktor und andererseits eine geringe Coderate in einem Faltungskoder verwendet wird.
4. OFDM-Empfänger zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorherigen Ansprüche mit Mitteln eines OFDM-Empfängers, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich sowohl Mittel für eine Erkennung schmalbandiger Störsignale als auch Mittel für eine Nyquist-Fensterung vorgesehen sind.
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Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4087023B2 (ja) * 1998-09-22 2008-05-14 シャープ株式会社 ミリ波帯信号送受信システムおよびミリ波帯信号送受信システムを具備した家屋
EP1318642A1 (de) * 2001-12-07 2003-06-11 BRITISH TELECOMMUNICATIONS public limited company Entfernung von Interferenzen in Mehrträgerempfängern
US10644916B1 (en) * 2002-05-14 2020-05-05 Genghiscomm Holdings, LLC Spreading and precoding in OFDM
US7433298B1 (en) 2002-08-19 2008-10-07 Marvell International Ltd. Compensation for residual frequency offset, phase noise and I/Q imbalance in OFDM modulated communications
FR2848751B1 (fr) * 2002-12-17 2005-03-11 Thales Sa Procede de modulation et de demodulation d'un signal numerique, notamment dans une bande de frequences affectee par le fading plat, modulateur et demodulateur associes
DE10326808B4 (de) * 2003-06-13 2005-08-11 Siemens Ag Verfahren und Decodiereinheit zur Soft-Decodierung von mehrere Bits umfassenden Codewörtern in einem Übertragungssystem mit mehreren Kanälen
CN1317863C (zh) * 2003-07-02 2007-05-23 矽统科技股份有限公司 无线局域网络的频率位移补偿估计系统及其方法
KR100510549B1 (ko) * 2003-09-26 2005-08-26 삼성전자주식회사 코채널 간섭을 검출하고 경감시키는 디지털 비디오 방송수신기의 채널 상태 평가 장치 및 그 방법
GB0327041D0 (en) * 2003-11-21 2003-12-24 Roke Manor Research Apparatus and methods
US11431386B1 (en) 2004-08-02 2022-08-30 Genghiscomm Holdings, LLC Transmit pre-coding
KR100674918B1 (ko) * 2004-11-05 2007-01-26 삼성전자주식회사 Ｍｃｍ 신호 수신 시스템에서의 임펄스 잡음 제거 회로
US9172429B2 (en) * 2004-12-01 2015-10-27 At&T Intellectual Property Ii, L.P. Interference control in a broadband powerline communication system
US8180855B2 (en) * 2005-01-27 2012-05-15 Netapp, Inc. Coordinated shared storage architecture
US7706428B2 (en) * 2005-04-21 2010-04-27 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Low complexity inter-carrier interference cancellation
JP2008544622A (ja) * 2005-06-16 2008-12-04 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ Ｃｓｉに基づくｌｌｒメトリックを有するｏｆｄｍ受信器
KR100995830B1 (ko) * 2005-09-26 2010-11-23 삼성전자주식회사 이동 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 이용한 데이터 송수신 방법 및 시스템
FI20065010A0 (fi) * 2006-01-09 2006-01-09 Nokia Corp Häiriönvaimennuksen yhdistäminen tietoliikennejärjestelmässä
JP4732239B2 (ja) * 2006-05-29 2011-07-27 京セラ株式会社 無線基地局及び無線基地局の制御方法
JP2008109173A (ja) 2006-10-23 2008-05-08 Oki Electric Ind Co Ltd Ｆｆｔ窓拡張生成方法
WO2008099572A1 (ja) * 2007-02-15 2008-08-21 Mitsubishi Electric Corporation 受信装置及び受信方法
US8259845B2 (en) * 2007-05-25 2012-09-04 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and apparatus for communicating with root-nyquist, self-transform pulse shapes
US7809094B2 (en) * 2007-10-15 2010-10-05 Broadlogic Network Technologies Inc. Method and apparatus for providing cancellation of harmonics signals with modulated signals for multi-channels
US8009750B2 (en) * 2007-12-21 2011-08-30 Qualcomm, Incorporated Receiver window shaping in OFDM to mitigate narrowband interference
US20090207925A1 (en) * 2008-02-15 2009-08-20 Mediatek Inc. Wireless communication system, OFDM communication apparatus and method thereof
TWI399062B (zh) * 2008-09-05 2013-06-11 Ite Tech Inc 干擾估測裝置、決定保護區間與位元負載的方法及其裝置
GB2467803B (en) * 2009-04-03 2011-01-19 Cambridge Silicon Radio Ltd Treating carrier-specific interference
US9178738B2 (en) * 2009-11-03 2015-11-03 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Channel estimation in OFDM receiver equipment
CN103299554A (zh) * 2011-01-10 2013-09-11 索尼公司 用于通过电力线传送数据的方法和系统
JP5793002B2 (ja) * 2011-05-31 2015-10-14 株式会社メガチップス 通信システム、通信装置および通信システムの動作方法
US9667315B2 (en) * 2012-09-05 2017-05-30 Landis+Gyr Technologies, Llc Power distribution line communications with compensation for post modulation
US8908796B1 (en) * 2013-05-15 2014-12-09 University Of South Florida Orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) transmitter and receiver windowing for adjacent channel interference (ACI) suppression and rejection
US9312968B2 (en) * 2013-06-07 2016-04-12 Samsung Electronics Co., Ltd. Computing system with power estimation mechanism and method of operation thereof
CN103701576B (zh) * 2013-06-26 2016-09-21 国家电网公司 一种电力线通信频带分配方法及装置
US10405036B2 (en) * 2016-06-24 2019-09-03 The Nielsen Company (Us), Llc Invertible metering apparatus and related methods
US10650621B1 (en) 2016-09-13 2020-05-12 Iocurrents, Inc. Interfacing with a vehicular controller area network
US10243773B1 (en) 2017-06-30 2019-03-26 Genghiscomm Holdings, LLC Efficient peak-to-average-power reduction for OFDM and MIMO-OFDM
US10637705B1 (en) 2017-05-25 2020-04-28 Genghiscomm Holdings, LLC Peak-to-average-power reduction for OFDM multiple access
US11917604B2 (en) 2019-01-25 2024-02-27 Tybalt, Llc Orthogonal multiple access and non-orthogonal multiple access
CN112448903B (zh) * 2019-08-28 2022-08-23 北京东土科技股份有限公司 消除基于ofdm系统的子载波间干扰的方法和装置
CN111082837B (zh) * 2019-11-25 2021-04-23 宁波大学 基于递归压缩感知的电力线通信系统脉冲噪声抑制方法

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5357502A (en) 1990-02-06 1994-10-18 France Telecom And Telediffusion De France Sa Device for the reception of digital data time frequency interlacing, notably for radio broadcasting at high bit rate towards mobile receivers with nyquist temporal window
DE19520353A1 (de) * 1995-06-07 1996-12-12 Thomson Brandt Gmbh Verfahren und Schaltungsanordnung zur Verbesserung des Empfangsverhaltens bei der Übertragung von digitalen Signalen
EP0802649A1 (de) 1996-04-19 1997-10-22 ALCATEL BELL Naamloze Vennootschap Verfahren und Fensteranordnung zum Reduzieren von Verlusten, Fourier-Transformation und DMT-Modem wobei diese Anordnung verwendet wird
GB9625094D0 (en) * 1996-12-03 1997-01-22 Ensigma Ltd Apparatus and methods for measuring coarse frequency offset of a multi-carrier signal
DE19735216C2 (de) 1997-08-14 1999-07-15 Deutsche Telekom Ag Verfahren zur Übertragung von Mehrträgersignalen mit einer Koeffizienteneinstellung des Zeitbereichsentzerrers
DE19738780A1 (de) 1997-09-04 1999-03-11 Thomson Brandt Gmbh Verfahren und Schaltungsanordnung zur Korrektur von Phasen- und/oder Frequenzfehlern digitaler Multicarrier-Signale
DE19838295B4 (de) 1997-12-15 2012-06-28 Robert Bosch Gmbh Adaptive Subträgerselektion zur Verringerung der Spitzenwerte eines Multiträger-Signals
FR2776151B1 (fr) 1998-03-10 2000-04-14 St Microelectronics Sa Procede et dispositif de decodage d'un canal de transmission radiofrequence, notamment pour une diffusion numerique terrestre utilisant une modulation ofdm
DE19827514A1 (de) 1998-06-23 1999-12-30 Bosch Gmbh Robert Adaptive Subträgerselektion zur optimierten Übertragung eines Multiträger-Signals
US6507619B1 (en) * 2000-03-24 2003-01-14 Atheros Communications, Inc. Decoding system and method for digital communications
WO2001073999A1 (en) * 2000-03-24 2001-10-04 Atheros Communications, Inc. Decoding system and method for digital communications
US6959050B2 (en) * 2001-06-15 2005-10-25 Motorola, Inc. Method and apparatus for synchronizing an OFDM signal

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO0223844A2 *

Also Published As

Publication number Publication date
US7366088B2 (en) 2008-04-29
WO2002023844A3 (de) 2002-05-10
US20040022175A1 (en) 2004-02-05
WO2002023844A2 (de) 2002-03-21

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