WO1994017600A1

WO1994017600A1 - Method for removing interference wave, receiver and communication system which use the method

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Publication number: WO1994017600A1
Application number: PCT/JP1994/000059
Authority: WO
Inventors: Hitoshi Yoshino; Kazuhiko Fukawa; Hiroshi Suzuki
Original assignee: Ntt Mobile Communications Network Inc.
Priority date: 1993-01-19
Filing date: 1994-01-18
Publication date: 1994-08-04
Also published as: EP0637139A1; DE69432447T2; EP0637139A4; US5537443A; EP0637139B1; DE69432447D1

Description

明細書干渉波除去方法及びそれを使った受信機と通信システム技術分野

本発明は、干渉波除去方法およびその方法を使った受信機に関し、特にディジタル移動通信において近接する他のセルからの同一チャネル干渉波などの干渉信号による伝送特性の劣化を補償する干渉波除去方法及びそれを使った受信機と通信システムに関する。

希望波と干渉波の送信シンボル候補と、これら 2つの信号に対応する伝送路パラメ一夕からレプリ力を生成し、これらのレプリ力を受信信号から減算した誤差信号の 2乗に— 1を乗算した値を対数尤度（Log Likelihood)として用い、符号間干渉が発生する条件で、希望波及びチャンネル間干渉波の信号を最尤系列推定器により判定する受信機が既に幾つか提案されている。

例えば、 W. Van Btten は、最尤系列推定器としてビタビアルゴリズムを用いた受信機を提案し、検討している（W. Van Etten, "Maximum Likelihood Receiver f or Multiple Channel Transmission System" IBBE Trans, on Comm. , Feb. , 1976) 。しかしながら、この受信機では、伝送路インパルスレスポンスの値が既知であるとしている。伝送路パラメータを推定し、かつ最尤系列推定器を用いた受信機の提案が、 Howard E. Nichols, Arithur A. Giordano 及び Jhon G. Proakisによつて行われている。彼らの提案では、伝送路パラメータ推定において、一定時間固定遅延させた受信信号サンプルと同一時間遅延して出力される最尤系列推定器でのシンボル判定推定値を用いて、適応アルゴリズムにより伝送路パラメータの推定及び更新を行っている。これは、伝搬路の時間変動が比較的ゆるやかである場合に良好に動作する。しかし、移動通信伝搬路においては、希望波と干渉波の振幅と位相が髙速に変動するため、 Howard B. Nichols, Arithur A. Giordano及び Jh on G.Proakisが提案した一定時間遅延させた受信信号サンプルの推定値では現時点の推定値ではないので、伝送特性が大幅に劣化する。

A. P.Clark, J. D.Harvey, J. P. Driscoll は、最尤系列推定を用いた適応最尤受信機で問題となる固定遅延による伝送路パラメータの推定劣化を克服する方法として Near- Maximum- Likelihood detection を提案し、最尤系列推定に基づく適応等化器の特性を改善している（A. P. Clark, J. D. Harvey and J. P. Driscoll, "Near- maxitnum-1 ikel ihood detection processes for distorted digital signals", R adio & Electronics Engineer, vol.48, No.6, PP.301-309) ₀ また、更に P. Clar k は Near- maximum- likelihood detection を用いて、同一周波数チャンネルを用いて 2信号を伝送する FDM(Frequency Division Multiplexing)方式を提案している（U. S. Patent 4,862,483)。しかし、この方式は、メモリに保存する送信信号系列候補（First Vector)およびそれらに対応する伝送路パラメータの組（べクトル ) が多く、また拡張された受信信号系列候補（Second Vector) を尤度の大きい順に順次選択し、新たな送信信号系列候補（First Vector)としている。このため、最も尤度の大きい送信信号系列候補（First Vector)の尤度が、他の送信信号系列候補（First Vector)の尤度より著しく大きい場合には、拡張された信号系列の候補（Second Vector) の尤度の順位は、 First Vectorの尤度で決まってしまうので、他の First Vectorが選ばれる可能性はほとんどなくなり、最尤検波とはならない。

—方、府川及び鈴木等は、 "Adaptive Equalization with RLS-MLSE for Frequ ency - Selective Fast Fading Mobile Radio Channels", IEBB Globecom' 91, Dec.2 -5, 1991 又は「無線伝搬路の髙次状態モデルによる逐次最小自乗形適応最尤系列推定— R L S— ML S Eの適応性能向上一」電子情報通信学会論文誌 B- II， Vol. J 75, No.7, 1992で、高速に変動する無線伝搬路に高速かつ正確に追従する最尤系列推定に適した伝送路パラメータ推定法を提案し、等化器では符号間干渉を除去しているが、同一チヤンネル干渉は除去していないので信号レベルの高い同一チヤンネル干渉条件では、動作しないという欠点があつた。

この発明は、上記最尤系列推定に適した伝送路パラメータ推定法を最尤系列推定器を用いた干渉キヤンセラに適用し、希望波と干渉波の振幅と位相が独立して高速に変動する移動伝搬路のフージングの性質を利用し希望波と干渉波の分離を効率的に行うと共に、高速に変動する希望波と干渉波の伝送路パラメータの推定を正確に行えるようにしたものである。まず、従来技術として上記適応等化機能を有する最尤系列推定を用いた受信機について図 1を参照して説明する。

この受信機は、受信される希望信号を推定して出力する希望信号推定部 1 0と、周期 Tで端子 I Nに入力される同期検波後のサンプリングされた受信信号 y (n ) (受信波を準同期検波し、その検波出力をサンプリングした信号であり、一般に同相成分 Iを実部、直交成分 Qを虚部とする複素信号で表される）からこの希望信号推定部 1 0から出力される推定受信信号 y _m (n) を減算して推定誤差信号 εを出力する誤差推定部 3 0と、この推定誤差信号 εから尤度を求めて最尤系列推定を行う状態推定部 4 0と、この状態推定部 4 0の出力および推定誤差信号 _ε により、希望信号推定部 1 0の変換パラメータを制御する伝送路パラメータ推定部 5 0とを備える。

希望信号推定部 1 0はトランスバーサルフィルタ 1 1で構成されている。例えば遅延段数が 1段の場合のトランスバーサルフィルタ 1 1は図 2 Αに示すようにサンプル周期 Tと等しい遅延時間の遅延素子 1 1 1と、その入力側と出力側に設けられた乗算器 1 1 2、 1 1 3と、乗算器 1 1 2、 1 1 3の出力を加算する加算器 1 1 4とで構成されている。状態推定部 4 0から現時点 n Tとそれより 1サンプル前の時点（η— 1 ) Τの複素シンボルから成る推定送信信号系列 a _m (η) , a _m ( n— 1 ) が与えられ、これらは乗算器 i 1 2、 1 1 3でタップ係数 h _{m 0}, h _{m l}とそれぞれ乗算される。その乗算結果は加算器 1 1 4で互いに加算され、推定受信信号 y _m (n) として図 1の誤差推定部 3 0に与えられる。このトランスバーサルフィルタ 1 1のタップ係数 h m o, h _{m l}は、タップ係数制御部 5 1により、変動する伝送路のィンパルスレスポンスに応じて適応的に変化させることができる。誤差推定部 3 0は加算回路 3 1で端子 I Nに供給される受信信号 y (n) から希望信号推定部 1 0の出力である推定受信信号 y _m (n) を減算し推定誤差信号 £ を出力する。受信信号に他局からの干渉波成分が含まれていない場合には、この推定誤差信号 sは雑音成分のみとなる。推定誤差信号 εは状態推定部 4 0の尤度計算部 4 1に入力され尤度信号に変換される。

尤度計算部 4 1としては推定誤差 sを自乗する自乗器を用いることができる。尤度信号一 I ε I ² は最尤系列推定器 4 2に入力される。ここで尤度計算部 4 1 として自乗器を用いた場合、自乗器の出力の大きさが最小になると尤度が最大になることになる。これにより尤度信号は最尤系列推定器 4 2に入力されて送信信号系列の推定が行われる。

最尤系列推定器 4 2は、受信信号の順次遷移する状態の系列に対し状態系列候補べクトルの 1つを発生させ出力する。次に変調信号発生部 4 4で、この候補べクトルを変調して送信信号系列候補べクトル（複素シンボルを要素とするべクトノレ）に変換し、希望信号推定部 1 0へ出力する。この送信信号系列候補べクトルに対応する推定誤差信号 sを状態推定部 4 0に入力し、尤度計算部 4 1で尤度信号に変換する。再び他の状態系列候補べクトルを発生し、同様の手順により対応する尤度信号を得る。以下同様の処理を繰り返し、すべての可能な状態系列候補べクトルについてそれぞれ尤度信号を得る。これによつて時点 n Tの各状態 S j (n) ( j = 0 , 1 , ……， Μ— 1 ) から時点（η + 1 ) Τの各状態 S」（η+1) に遷移するすべての可能なブランチについてそれぞれ尤度信号（ブランチメトリックと呼ぶ）一 I s I ² が得られる。このような処理を時点 η Τから時点（n + G 一 1 ) Tまで繰り返すと、各遷移に対応するブランチ毎に尤度信号（ブランチメトリック）一 I ε I ² が得られる。例えば時点 η Τの各状態 S」 (n) は次の時点

( n + 1 ) Tの M個の状態のいずれにも遷移可能であるとすると、時点 n Tの M 個の状態の任意の 1つから時点（n + G— 1 ) Tの M個の状態の任意の 1つに到達する異なる経路（パス）の総数は M ^e 個存在する。最尤系列推定法においては、これらの各パスが通過するそれぞれの隣接する 2つの時点間のブランチの尤度信号一 I ε I ² (ブランチメトリックに対応）の累積加算値（パスメトリックに対応）を求め、これら M ^G 通りのパスのうち最もパスメトリックの大きいもの（自乗誤差 I ε I ² の累積加算値の小さいもの）を送信された信号の状態遷移系列であると推定する。状態遷移系列は信号系列に対応しているので推定した状態遷移系列から受信信号系列を判定することができる。この判定出力は図 1の出力端子〇U T dに得られる。

このように受信信号判定を、 G個の入力サンプルに渡る系列で尤度が最大となる系列を選択することで行う。 Gの値を大きく選べば推定された状態系列が正しい確率が高くなり最尤検波となるが、パスの総数 M ^e が指数関数的に大きくなるため必要な演算量も指数関数的に増大する。逆に Gの値を小さく選べば演算量は低くなるが、推定された状態系列が正しい確率が減少する。最尤系列推定法の 1 つであるビタビアルゴリズムでは、各時点の各状態において、直前の時点の各状態から遷移する M本のブランチのブランチメトリックを計算し、これを直前の時点までの各パスメトリックに加算し、得られたパスメトリックの中で値が最大（尤度が最大）となるパスを 1本選択し、残りのパスを捨てることにより演算量を減らしている。

なお、信号判定法として周知の最尤系列推定法では信号サンプル値 y (π) が入力されるごとにそれぞれの状態 S j (n) ( j = 0 , 1 , ……， Μ - 1 ) について上述のようにして新しいパスメトリックを計算し、その中で最も尤度（パスメトリック）が大きいパスを信号の遷移したパスであると判定し、パスメトリックを過去に遡って信号判定値を出力する。

夕ップ係数制御部 5 1は図 2 Βに示すように、タップ係数記憶部 5 1 1、タツプ係数切替スィッチ 5 1 2、タップ係数更新部 5 1 3から構成される。タップ係数記憶部 5 1 1は、各状態に対応するタップ係数の組（タップ係数べクトル）を記憶する回路である。タップ係数切替スィッチ 5 1 2は、各状態に対応したタツプ係数ベクトルをタップ係数記憶部 5 1 1から選択し、トランスバーサルフィル夕 1 1へ出力する。タップ係数更新部 5 1 3は、最尤系列推定器 4 2での各状態ごとのパスメトリックの更新が終了した時点で、タップ係数記憶部 5 1 1に記憶されているそれぞれの状態に対応する複数の組のタップ係数（複数のタップ係数べクトル）をそれぞれ更新する。このタップ係数の更新は、状態推定部 4 0から出力された信号系列と誤差推定部 3 0の出力である推定誤差信号 εとを用いて行われる。この更新は周知の R L Sアルゴリズムや L M S (最小自乗平均法）アルゴリズムなどの適応アルゴリズムを用いて推定誤差信号の自乗 I ε I ² が小さくなるように各状態に対応するタップ係数べクトルごとに行われる。したがって、更新された各状態毎のタップ係数べクトルは現時点での伝送路ィンパルスレスポンスを反映させたものとなるので、移動無線通信のようにフヱ一ジングにより伝送路が時間的に高速に移動するような場合に伝送路への追従性が向上するので良好な受信特性を得ることができる。信号判定方法として使われる最尤系列推定（ML S E) 法は全ての可能性のある複素シンボル系列候補に対して尤度を計算し、その値が最も大きい複素シンポル系列候補を信号判定値とする推定方法である。複素シンボル系列が長くなると可能性のある系列数は指数関数的に増大するのでビタビアルゴリズムに従って系列数を減らして演算量を抑える状態推定方法が一般に使われる。

まず、従来周知のマルチパス伝搬による伝送路歪みを除去するための適応等化器に用いられる、遅延波（その最大遅延時間は L dシンボル時間とする）を考慮した状態について説明する。但し、同一チャンネル干渉波は無いものとする。時刻 t = n Tにおける複素シンボルを a (n) で表現すると、時刻 t = n Tにおける状態 S (n) は直前の L d個の選択された複素シンボル候補の値の系列で規定され、次式で表される。

S (n)= { a (n-1), a (n-2),……， a (n-Ld+1), a (n-Ld)} (1) ここで、 M値変調方式の場合、 a (n-1), a (n-2),……， a (n-Ld+1), a (n-Ld)© 各々は、入力情報データに応じて M値の複素シンボル C_P ( 0≤ p≤M- 1 ) のうちの 1つをとる。ここでいぅ複素シンボルは、信号の同相成分 Iを実部、直交成分 Qを虚部にそれぞれ対応させた信号を表す。従って、時刻 t=nTにおける状態 S (n) の総数は M^Ld個となる。例えば、 B P SK変調の場合、複素シンボル C_P は、

C_P = 1 ( P = 0)

=- 1 (P= 1 ) ( 1一 A)

であるから、全状態数は 2 ^Ldとなる。また、 QP SK変調の場合、複素シンボル C_P は、

C + j (P= 0 )

+ j (P= l )

2 2 一 J (p= 2)

一 J ( P= 3 )

f2

( 1 -B) 但し、 jは虚数単位であり、全状態の数は 4 ^Ldとなる。

送信信号のシンボルレートにもよる力、異なる伝送路を経由した遅延波成分（マルチパス成分）を除去するには実用的に 1シンボル時間または 2シンボル時間程度の遅延を考慮すればよいので実際的な受信機におけるトランスバーサルフィルタの遅延段数は、例えば 1段または 2段程度で効果が得られる。遅延段数が 1 段（L d = 1 ) のトランスバーサルフィルタ 1 1 とそれに与えられる第 m番目の送信シンボル系列候補 {a_m (n-1) , a, (η) } の例は先に説明した図 2 Aに示すとおりである。

QP S K変調の場合の状態遷移トレリス線図は図 2 Cに示すように、遅延が 1 段（ 1 シンボル遅延）の場合は各時点における状態数は 4 ^Ld= 4¹ = 4であり、その各状態へ直前のどの状態からも遷移可能である。時点 n Tにおける j番目の状態を S_i (n) とする。ここでは、 0≤j ≤ 3であり、時点が n丁から（n+ 1 ) Tに進むとき状態が遷移する。この場合状態遷移は、時点 nTの各状態から時点（η+ 1 ) Τのいずれの状態にも遷移可能であるので、 1つの状態から 4通りの遷移が起こり得る。図 2 Cで示すように、各 1つの状態から 4つの状態へと分岐し、また、 4つの状態から 1つの状態にマージする（集まる) 。ビタビアルゴリズムでは遷移先でマージする 4つの遷移から 1つの遷移を選択するために S j (n) を経由して S」，（n+1) へ遷移したパスメトリック J_c [S j- (n+1) , S」 (η ) 〕を用いる。

状態 Sj (n) を経由して S j' (π+l) へ遷移するパスのパスメトリック J_c 〔S j. (n+1) ， Sj (n) ] は、ブランチメトリック Λ CS j- (n+1) , S j (n) 〕を用いて次式 J c CS j. (n+1) , S j (n) ] = J [S j (n) ]

+ Λ [S j- (n+1) , S j (n) ] ( 2 ) で算出される。ただし

Λ [S j. (n+1) , S j (n) =- I _{£ m} (n) | ² ( 3) であり、 s_m (n) は _{£ m} (n) =y (n) - y_m (n) で表される推定誤差である。 J [S j (n) は時点 n Tにおける状態 S」 (n) で生き残ったパスメトリックであり、尤度に対応している。 S j (n) から S j，（n+1) への状態遷移における第 m番目の複素シンボル系列候補は {a._m (n) , a_m (n+1) } で表される。ビタビアルゴリズムでは

J CS j. (n+1) 〕 = MAX { J c [S j. (n+1) , S j (n) ) }

= 腸 U 〔 S j (n) 〕

+ Λ iS (n+1) , S j (n) ] } (2)' ただし MAX は jの値を 0から 3まで変化させたときの最大値を表す。時点（n +

1 ) Tにおけるパスメトリック J CS j- (n+1) 〕を式（2)'により選択する。式（

2) ' の右辺の最大値を与える jの値を j _maK とすると、このときの生き残るパスは S j _ma>< (n) を経由して S j' (π+l) に到達するパスとなる。以後この操作を繰り返すと、各時点では状態の数だけパスが生き残る。このパスは生き残りパス（s urvivor)と呼ばれている。なおメモリの制約上、普通は状態の時系列は過去（D — L d + 1 ) Tまでしか記憶せず（D≥L d、 Tはシンボル周期）、過去（D— L d + 1 ) Tの時点で生き残りパスがマージしないなら、現時点で最大尤度となる、つまりパスメトリック最大のパスに基づいて過去に DTだけ逆上り信号判定を行なう。このとき判定される信号は、現時点から DT遅延したものであり、この DTを判定遅延時間という。 (G. Ungerhoeck, "Adaptive maximum likelihood receiver for carrier-modulated data-transmission systems, "I EBB Trans. Commun, vol. COM— 22, PP.624-636, 1974)

ところで、このような適応等化機能を有する最尤系列推定器を用いた受信機では、図 1の誤差推定部 3 0で、受信信号と推定受信希望信号との差分演算を行い、推定誤差信号を算出して尤度計算部 4 1で尤度が計算される。従って、符号間干渉などの自局の信号による干渉波に対してはそのレプリ力が生成されて符号間干渉の影響を除去することができる。しかし、他局からの干渉波が含まれた受信信号の場合、他局からの干渉波信号成分はそのまま推定誤差信号として残留し、尤度計算部 4 1の出力では雑音と同等にみなされるため受信性能が著しく劣化する問題があった。特に近接する他のセルから同一チャネルの干渉波を受信することがある移動通信においては干渉波の影響を除去することが要請されている。本発明は、希望受信信号に対してのみならず、他局からの干渉信号に対しても干渉信号推定を行い、受信信号から希望受信信号と推定干渉信号とを減算することにより推定誤差信号に含まれる干渉信号成分を除去して他局からの干渉波が舍まれた受信信号に対しても良好な受信特性をもつ干渉波除去機能を有する受信機及び干渉波を除去する方法を提供することを目的とする。

発明の開示

本発明によれば、受信すると推定される希望信号の状態遷移に対応した希望信号系列候補と、他局からの干渉信号の状態遷移に対応した干渉信号系列候補とを状態推定部にて生成する。次に、これらの候補から希望信号推定部と干渉信号推定部によりそれぞれ推定受信希望信号と推定受信干渉信号を生成する。こうして得られた推定受信希望信号と推定受信干渉信号を誤差推定部により受信信号から減算して推定誤差信号を算出する。状態推定部はそれぞれの候補に対して得られた推定誤差信号に基づいて希望信号系列及び干渉信号系列を推定する。伝送路パラメータ推定部は、推定された希望信号系列及び干渉信号系列と推定誤差信号に基づいて適応アルゴリズムにより希望信号推定部及び干渉信号推定部の変換パラメータを制御する。

送信された正しい希望信号系列と干渉信号系列の組と同じ信号系列候補の組に対しては、この推定誤差信号は干渉信号成分が除去されているので、雑音成分のみとなる。このようにして得られた推定誤差信号を用いて尤度を計算し希望信号および干渉信号を推定する。したがって、受信信号の最尤推定においては干渉信号の影響が除去されているため、受信信号に干渉信号が含まれている場合でも干渉信号による受信性能の劣化を防止することができ、良好な受信性能を得ることができる。

図面の簡単な説明図 1は従来の適応等化機能を有する最尤系列推定器を用いた受信機の構成を示すプロック図。

図 2 Aは図 1におけるタップ数が 2のトランスバーサルフィルタの構成を示すブロック図。

図 2 Bは図 1におけるタップ係数制御部の構成を示すブロック図。

図 2 Cは状態数が 4の場合の状態の遷移を示すトレリス線図。

図 3はこの発明の概念的構成を示すプロック図。

図 4はこの発明の具体的実施例を示すブロック図。

図 5は図 4におけるタップ係数制御部の構成を示すプロック図。

図 6はバースト受信信号の構成を示す図。

図 7 Aは希望信号用最尤系列推定器における状態遷移を表すトレリス線図。図 7 Bは干渉信号用最尤系列推定器における状態遷移を表すトレリス線図。図 8は希望信号と干渉信号に共用する最尤系列推定器を用いる状態推定部の構成を示すブロック図。

図 9は希望信号と干渉信号の両方の状態をビタビアルゴリズムにより最尤系列推定する場合のトレリス線図。

図 1 0は希望信号に対して最尤判定器を用いる場合の状態推定部の構成を示すプロック図。

図 1 1は干渉信号に対して最尤判定器を用いる場合の状態推定部の構成を示すプロック図。

図 1 2は希望信号と干渉信号の両方に最尤判定器を用いる場合の状態推定部の構成を示すブロック図。

図 1 3は希望信号については最尤系列推定し、干渉信号については尤度によるシンボル判定する場合のトレリス線図。

図 1 4は希望信号と干渉信号の遷移状態の組合せに従ってビタビアルゴリズムで信号の状態を推定するように構成した実施例のプロック図。

図 1 5は状態推定部に逆フィルタを用いた場合の実施例のブロック図。

図 1 6は干渉信号のトレーニング信号が未知の場合に適用できる実施例のプロック図。図 1 6 Aは B P SKの信号点配置を表す信号空間ダイアグラム。

図 1 6 Bは干渉波の状態数を増大させ、 2シンボル時間まで観測できるようにした場合のトレリス線図。

図 1 7は希望波と干渉波のキヤリァ周波数が異なる場合の受信干渉信号推定部の構成図。

図 1 8は希望波および干渉波のトレーニング信号が未知の場合に適用できる実施例のブロック図。

図 1 8 Aは B P S Kにおいて Ld = Lu = 1の場合のトレリス線図。

図 1 8 Bは Lexu =Lexd = 2として希望信号及び干渉信号の状態数を増加させた場合のトレリス線図。

図 1 9はダイバーシティ受信を行う場合の実施例の構成を示すプロック図。図 2 0 Aは B P SKにおける希望波の信号点の一例を示す図。

図 2 0 Bは図 2 0 Aの信号に対し C I R= 3 d B、位相差の干渉波の信号点を示す図。

図 2 0 Cは図 2 0 Aと 2 0 Bの合成受信波を示す図。，

図 2 0 Dは B P SKにおける希望波の信号点の一例を示す図。

図 2 0 Eは図 2 0 Dの信号に対し等振幅、同相の干渉波を示す図。

図 2 0 Fは図 2 0 Dと 2 0 Eの合成受信波を示す図。

図 2 1はダイバ一シティ受信における通信システムを示すプロック図。

図 2 2は異なる送信局において振幅及び位相を互いに異ならせて制御する通信システムを示すプロック図。

図 2 3は異なる送信局において振幅及び位相を互いに独立に制御する通信システムを示すプロック図。

図 2 Aはこの発明の効果を示すための平均ビット誤り率特性を示すグラフ。図 2 4 Bは異なる 2局からの干渉信号がある場合のこの発明の効果を示すグラフ。

図 2 5は種々の変調方式に対応できる変調信号発生部の構成を示すブロック図図 2 6は図 2 5におけるマッピング論理回路の一構成例を示すブロック図。図 2 7は図 2 6において D Q P S Kを行うための変換部 4 4 1の有する参照テ一ブル。

図 2 8は図 2 6においてシフト D Q P S Kを行うための変換部 4 4 1の有する参照テーブル。

図 2 9は D Q P S Kと 7Γ / 4 シフト D Q P S Kの I， Q信号点を示す図。発明を実施するための最良の形態

図 3はこの発明による受信機の第 1の実施例の概念的構成を示すブロック図であ^)

本実施例の特徴とする点は、図 1の従来の構成に対し、更に受信干渉信号も推定して受信信号から減算することにより推定誤差信号に含まれる干渉信号成分を除去し、それによつて状態推定部における受信希望信号の推定の確からしさをより高くするよう構成していることである。即ち、図 1の構成に対し更に少なくとも 1つ、この例では 2つの推定受信干渉信号を生成する受信干渉信号推定部 2 0 1 . 2 0 ₂ が設けられ、誤差推定部 3 0は推定受信希望信号と推定受信干渉信号を入力端子 I Nに供給された受信信号 y (n) から減算して推定誤差信号 εを生成する。状態推定部 4 0は希望信号の遷移する複数の状態に対応して複数の希望信号系列候補（自局の通信の相手方である無線局が自局に対して、送信したと推定される希望信号の候補）を発生させて希望信号推定部 1 0に出力するとともに、各干渉信号が遷移する複数の状態に対応して複数の干渉信号系列候補（自局にとつて混信妨害となる他局に向けて送信したと推定される干渉信号の候補）をそれぞれ発生させて干渉信号推定部 2 0 , 、 2 0 2 にそれぞれ供給する。これらの希望信号系列候補および干渉信号系列候補に対応して得られる推定誤差信号 sから、尤度を計算し、得られた尤度を用いて受信信号 y (π) に含まれる希望信号系列と干渉信号系列の推定を行い系列判定結果を出力する。伝送路パラメータ推定部 5 0は推定誤差信号および希望信号系列、干渉信号系列から適応アルゴリズムにより希望信号推定部 1 0および干渉信号推定部 2 0 , 、 2 0 2 の変換パラメータ、即ち伝送路インパルスレスポンスを制御する。

図 4は、図 3の実施例の具体的な構成を示すブロック図である。ただしこの図の構成は、受信信号に含まれる 1つの干渉波を除去する場合を示したものであるが、図 3に示すように一般に受信波に舍まれている複数の干渉波を除去したい場合には、除去したい干渉波の数だけ、干渉信号推定部 2 0、伝送路パラメータ推定部 5 0、状態推定部 4 0の干渉信号に係わる部分を増設拡張することで容易に実現できる。

この図 4に示す実施例では、希望信号推定部 1 0および干渉信号推定部 2 0は、それぞれトランスバーサルフィルタ 1 1、 2 1で構成されている。誤差推定部 3 0は、推定受信希望信号と推定受信干渉信号を加算する加算器 3 1 と、端子 I Nに与えられる受信信号 y (n) から加算器 3 1の加算結果 y _m (n) を減算し、推定誤差信号 εを出力する減算器 3 2とから構成される。

状態推定部 4 0は、推定誤差信号から尤度を計算する尤度計算部 4 1 と、希望信号の遷移する状態に応じて信号系列の候補を発生させ、これに対応して尤度計算部 4 1で出力される尤度信号から希望信号系列を判定する希望信号用最尤系列推定器 4 2と、干渉信号の遷移する状態に応じて信号系列の候補を発生させこれに対応した尤度信号から干渉信号系列を判定して出力する干渉信号用最尤系列推定器 4 3と、希望信号系列の候補を変調された信号系列に変換する希望信号用変調信号発生部 4 4と、干渉信号系列の候補を変調された信号系列に変換する干渉信号用変調信号発生部 4 5とを備える。

伝送路パラメータ推定部 5 0は、希望信号用のトランスバーサルフィルタ 1 1 および干渉信号用のトランスバーサルフィルタ 2 1のタップ係数を制御するタツプ係数制御部 5 1から構成されており、そのタップ係数制御部 5 1は、図 5に示すように、タップ係数記憶部 5 1 1、タップ係数切替スィッチ 5 1 2、タップ係数更新部 5 1 3で構成されている。このタップ係数制御部 5 1は図 2 Βに示す従来のタップ係数制御部と比較すると、干渉信号用の構成が希望信号用の構成に付加されている点で異なる。また、タップ係数記憶部 5 1 1は、希望信号および干渉信号の両方の遷移可能な状態ごとにタップ係数の組（べクトル）を保持している。タップ係数更新部 5 1 3は、 R L Sアルゴリズム、 L M Sアルゴリズムなどの適応アルゴリズムにより、状態ごとに用意されたタップ係数べクトルを更新する。タップ係数切替スィッチ 5 1 2は、状態推定部 4 0から出力される希望信号および干渉信号の状態に対応するタップ係数を選択し、希望信号推定部 1 0および干渉信号推定部 2 0へ出力する。

時刻 ηΤにおける希望信号の送信複素シンボル系列ベクトルを C_d (n) 、希望信号の伝送路のインパルスレスポンスベクトルを H_d (n) 、 Q波ある干渉信号の第 q干渉信号の送信複素シンボル系列ベクトル C_uq(n) 、第 q干渉信号の伝送路のインパルスレスポンスベクトルを H_uq(n) とすると、準同期検波信号サンプル値 y (n) は、 y (n) = Cd^H(n)Hd(n) +∑ Cu_q ^H (n) H _uq (n) + N (n) (4)

q= l . で表現できる。ここで∑は、 q= 1から Qまでの加算を表し、また、 ^Hは複素共役転置を表す。

また、

Ca H (n) =[a(n-Ld),a(n-Ld+l),……， a(n)] (5)

であり、 a(n)および b(n)は、それぞれ希望信号と干渉信号の時刻 n Tにおける複素シンボルを表す。例えば、変調方式が QP SKの場合、 a(n)および b(n)は、式 (1-B) で表される 4種類の複素シンボル C_P ( 0≤ p≤ 3) のいずれかをとる。送信複素シンボルベクトル C_d (n) および C_uq(n) は、これらの 4種類の複素シンボルのいずれかを要素とするベクトルである。また、 H_d (n) および H_uq(n) は、

Ha (n)

),h_d(Ld —1) , …… ,h_d(0)]^T (7)

H_uq(n) =[h_uq( _q),h_uq (L_uq-1),……，h_uq(0)]^T (8) で表される伝送路のインパルスレスポンスベクトルである。 N (n) は、口一パスフィルタ通過後の白色雑音のサンプル値である。 L_d および L_uqはそれぞれ考慮すべき希望信号および干渉信号の伝送路のィンパルスレスポンス時間長（遅延時間）を表す非負の整数である。

希望信号および干渉信号がそれぞれ 1波ずつある場合について図 4を用いて説明する。

各トランスバーサルフィルタ 1 1、 1 2は入力する信号系列候補ベクトルと、タップ係数制御部 5 1から与えられるタップ係数ベクトルとの内積演算（信号系列候補とタップ係数との畳み込み演算）を行い、その結果を出力する。即ち、トランスバーサルフィルタ 1 1では、希望信号用変調信号発生部 4 4から出力される送信信号系列候補である複素シンボル系列候補べクトル

Am ^H (n) = [a_m(n-L _d), a_m(n-L d+1), , a_m(n)] (9)

が入力信号系列として与えられ、タップ係数制御部 5 1から出力される希望波の伝送路ィンパルスレスポンス推定値がタップ係数べクトル

Hdm(n-l)

), dm(Ld -1),……，h_d"0)]^T (10) として与えられ、これらの複素シンポル系列候補べクトルとタップ係数べクトル H_dm(n - 1) の内積演算（畳み込み演算）を行い、推定受信希望信号として出力する。同様にトランスバーサルフィルタ 2 1では、干渉信号用変調信号発生部 4 5 から出力される送信干渉信号系列の複素シンボル系列候補べクトル

B n, ^H (n) = [b_m(n-L u) , b_m(n-L u+l),……， b_m(n)] (11)

が入力信号系列として与えられ、タップ係数制御部 5 1から出力される干渉波の伝送路ィンパルスレスポンス推定値がタップ係数べクトル

H u_m(n-1) = [h_um ( L u ), h_um (L u-1),…… , hum(0)]^T (12) として与えられ、これら信号系列候補ベクトル B_m ^H (n) とタップ係数ベクトル H u_m(n-1) の内積演算（畳み込み演算）を行い、推定受信干渉信号として出力する。トランスバーサルフィルタ 1 1からの推定受信希望信号とトランスバーサルフィルタ 2 1からの推定受信干渉信号とを加算器 3 1で加算して信号推定値 y_m (n) として出力する。この推定値 y_m (n) は次式で表現することができる。

y m (n) = A _m ^H (n) H _dm (n-1) + B _m ^H (n) H _um (n-1) (13) 入力端子 I Nからの準同期検波信号サンプル値 y (n) から信号推定値 y_m (n) が減算器 3 2で差し引かれて推定誤差 ε = _m (n) として出力される。この推定誤差 εの自乗が尤度計算部 4 1で計算される。希望信号用最尤系列推定器 4 2は、まず過去の所定数個の状態と次に遷移可能な状態で決まるすべての希望信号系列候補べクトルを順次選択出力する。出力された信号系列候補は希望信号用の変調信号発生部 4 4で変調され、希望波の複素シンボル系列候補べクトル Am ( として出力される。同様に干渉信号用最尤系列推定器 4 3は、尤度が計算されるごとに干渉信号系列候補を順次選択出力する。そして、その出力は干渉信号用変調信号発生部 4 5で変調され干渉信号の複素シンボル系列候補べクトル Bm(n)として出力される。希望信号用最尤系列推定器 4 2及び干渉信号用最尤推定器 4 3は、出力した希望信号系列候補べクトル Am(n)及び干渉信号系列候補べクトル Bm( n)に対応して得られる尤度を比較し、尤度が最大となるべクトル Am(n)及び Bm( π)の組み合わせ及びそのときの信号遷移のパスを各状態毎に記憶する。

以上は、希望信号および干渉信号がそれぞれ 1波ずつある場合について説明したが、一般に、干渉信号が Q波ある場合には、本発明を同様に拡張することができる。即ち、第 q干渉信号用変調信号発生部から出力される推定送信干涉信号の複素シンボル系列候補べクトルを

B qm¹¹ (n) = [bqm(n-L _Uq), b_qm(n-L uq+1), , b_qm(n)] (14)

とし、また、第 q干渉信号に対するトランスバーサルフィルタのタップ係数べクトルを

H l) = [h_uqm(L_uq)， h_uqm(L_uq— 1), ……， h_uq"0)]^T (15)

で表し、これら信号系列候補べクトルとタップ係数べクトルの内積演算（畳み込み演算）を行い、第 q干渉信号の推定受信干渉信号として出力する。そして、加算器によりこれら Q波の推定受信干渉信号を加え、さらに、トランスバーサルフィルタ 1 1からの推定受信希望信号を加算器 3 1で加算して信号推定値 y_m (n) として出力すればよい。この推定値 y_m (n) は次式で表現することができる。

y _m(n) = A_m ^H (n) H (n-1) +∑ B_qm^H (n) H _uqm (n-1) (16)

q= l ここで、 ∑は q=l から Qまでの加算を表す。

そして、希望信号用最尤系列推定器 4 2および干渉信号用最尤系列推定器 4 3 1 ~4 3 a から希望信号系列候補および干渉信号系列候補を順次選択出力して、それに対応する尤度を計算し、尤度が最大となる希望信号及び複数の干渉信号の系列を推定すればよい。

例えば各基地局がそれぞれ固有の信号系列のトレーニング信号（トレーニングパターン）をデータ信号の先頭、中間または後尾に付加して、図 6に示すようなバースト構成で送信を行うものとする。希望信号を送信している基地局以外の基地局からの信号はすべて干渉信号とみなす。本実施例では受信信号のトレーニング信号区間において切替スィッチ 6 1、 6 2により、希望信号及び干渉信号に対する既知のトレーニング信号をそれぞれトランスバーサルフィルタ 1 1、 2 1に与えて、トランスバーサルフィルタ 1 1、 2 1に対する変換パラメータ（タップ係数）をトレーニングにより収束させる。トレーニングパターンレジスタ 6 3、 6 4にはメモリ 6 5から読み出した現在受信しょうとしている基地局のトレー二ングパターン（即ち希望信号に対するトレーニングパターン）と、干渉信号となる他局のトレーニングパターン（即ち干渉信号に対するトレーニングパターン）とがそれぞれ予め設定されている。

受信バースト信号中に含まれるトレーニング信号の部分を受信しているときには、切替スィッチ 6 1、 6 2をレジスタ 6 3、 6 4側にして、あらかじめ受信側で既知である希望信号用トレーニングパターンと干渉信号用トレーニングパターンをレジスタ 6 3、 6 4から受信希望信号推定部 1 0、受信干渉信号推定部 2 0 および伝送路パラメータ推定部 5 0に供給する。伝送路パラメータ推定部 5 0により希望信号推定部 1 0、および干渉信号推定部 2 0の変換パラメータを制御し、減算器 3 2の出力誤差 εの自乗 I ε i ² が最小となるようにタップ係数べクトル H dm (n) および H um (n) を決定する。これによつて希望波の伝送路インパルスレスポンスと干渉波の伝送路ィンパルスレスポンスを精度よく推定することができる。従って、希望信号推定部 1 0および干渉信号推定部 2 0の信号推定精度が高くなる。それぞれの基地局に固有のトレーニングパターンとしては、それらのシンポル系列の自己相関が高く、かつそれら間の相互相関が小さいパターンを使用するのが好ましい。特に、それらシンボル系列が互いに直交するトレーニングパターンを用いると、より希望信号成分と干渉信号成分を正しく分離生成することができる。また、複数の干渉信号が存在する場合には、各干渉信号のトレー二ング信号のシンボル系列を互いに直交した系列にすることで各干渉信号を正しく分離生成することができる。

このように、図 4の実施例においては希望信号に対するトレーニング信号のみならず、干渉信号に対するトレーニング信号についても予め知っている必要がある。そこで、受信する可能性のある全ての基地局のトレーニングパターンを予めメモリ 6 5に格納しておく。干渉信号に対するトレーニングパターンとしては、例えば受信しょうとしている基地局からの信号に対しあらかじめ干渉が予想される他基地局のトレーニング信号のうちで現に干渉している他基地局からのトレーユング区間の合成受信信号と最も相関の高いトレーニングパターンを選択して干渉信号のトレーニングパターンとすればよい。複数の干渉信号にも同様に対応することができる。また、後で図 1 6を参照して説明するように、希望信号に対してトレーニングを行う過程で誤差推定部 3 0の出力として得られる推定誤差信号 sを用いて仮シンボル判定を行い、その結果を用いて干渉信号に対する未知のトレーニング信号を推定し、これを干渉信号に対するトレーニング信号として使用することも可能である。また後述するように仮シンボル判定を行うことにより、干渉波のトレーニングパターンが未知の場合でも干渉信号に対するトレーニング信号を推定することができる。また、セルラ方式の自動車電話などでは移動局側あるいは基地局側の制御により干渉を与える局と干渉を受ける局のトレーニング信号に関する情報をあらかじめ定めた手順に従い伝送し、この情報に基づいて切替制御することで希望信号と干渉信号のトレーニング信号を既知とすることがでる

データ信号区間においてはスィッチ 6 1、 6 2を変調回路 4 4、 4 5の出力側に接続して希望信号および干渉信号の複素シンボル信号系列候補を使つて伝送路のィンパルスレスポンスを推定してもよい。

次に図 4に示す構成において、上述のようにしてトランスバーサルフィル夕 1 1、 2 1に対するタップ係数ベクトルを決定した後の受信信号についての処理手順を中心に説明する。この実施例では状態推定部として、希望信号と干渉信号の両方の信号成分に対してそれぞれ最尤系列推定を行う場合の例で説明している。希望信号用最尤系列推定器 4 2は、希望信号の遷移する状態を表す信号系列のすべての候補を順次発生させ希望信号用変調信号発生部 4 4へ出力する。変調信号発生部 4 4は、希望信号の遷移する状態を表す信号系列の候補を変調して複素シンボル系列候補である送信希望信号系列べクトル候補に変換し、端子 O U T _s より出力する。またこれらシンボル系列候補のうち最も尤度の高い（即ち最も自乗誤差 I ε I ² の小さい）候補を判定受信信号として端子 OUT dから出力する。一方、干渉信号用最尤系列推定器 4 3は干渉信号の遷移する状態を表す信号系列のすべての候補を順次発生させ、干渉信号用変調信号発生部 4 5へ出力する。変調信号発生部 4 5は、干渉信号の遷移する状態を表す信号系列の候補を変調して複素シンボル系列候補である送信干渉信号系列べクトル候補に変換し、端子 0 UTi より出力する。

例えば、通信システムが 4位相変調方式（QP SK) を用いており、 1 シンポル遅延までの遅延波（Ld = 1 ) を考慮した場合、 " 1 " と "0" で表される 2 ビットの送信バイナリデータの組合せ "0 0" ， "0 1 " , " 1 1 " , " 1 0" により、式（ 1— B) で表される 4つの複素シンボル CP ( 0 < p < 3 ) が存在する。

このときの状態 Sj (n) は、

であらわされる。ここで、整数 jは、 4つの状態を区別するための添え字であり、例えば、 a (n - 1) が複素シンボル Cj をとるときの状態を S _j (n) とする。したがって、 0 j£3である。従って、希望信号用変調信号発生部 4 4、干渉信号用変調信号発生部 4 5では、この状態 Sj の時系列信号べクトルを入力とし、この遷移する状態に対応した変調出力を発生させる。具体的には、 QP SKでは取り得る 4つの状態に対して、同相成分（ Iチャンネル）及び直交成分（Qチヤンネル）毎にそれぞれ取り得る 2値の内いずれかの値を生成し、これらを Iチヤネル成分および Qチャネル成分とした複素シンポルを要素とする複素送信シンボル系列候補べクトル Am(n)を出力する。また、 1 6 QAM方式では、 1 6個の信号の状態に対して I Q各成分で取り得る 4値の内いずれかの値を割当て、これらを Iチャネル成分および Qチャネル成分とした複素シンボルを要素とする複素送信シンボル系列候補べクトル Am(n)を出力する。

状態推定部 4 0の出力である送信希望信号系列候補および送信干渉信号系列候補は、それぞれ希望信号推定部 1 0および干渉信号推定部 2 0に入力される。希望信号推定部 1 0は送信希望信号系列候補を推定受信希望信号に、また干渉信号推定部 2 0は送信干渉信号系列候補を推定受信干渉信号に変換する。前述のように本実施例では一例として、希望信号推定部 1 0、干渉信号推定部 2 0にトランスバーサルフィルタを用いている。先にトレーニングパターンを使って決定された各トランスバーサルフィルタ 1 1、 2 1のタップ係数は、端子 T A P S、 T A P Iを通してタップ係数制御部 5 1により設定される。各トランスバーサルフィルタ 1 1、 2 1のタップ係数は、希望信号および干渉信号の各伝送路のインパルスレスポンスを表している。したがって、希望信号用の卜ランスバーサルフィル夕 1 1および干渉信号用のトランスバーサルフィルタ 2 1の出力は、それぞれ伝送路歪などの伝送路の状況を反映した推定受信希望信号および推定受信干渉信号となる。

端子 I Nには受信信号が加えられるが、ここでは一例として前述のように式（ 4 ) で表される受信信号のサンプル値 y (n) を取り扱う。加算器 3 1は、受信希望信号推定部 1 0の出力である推定受信希望信号と受信干渉信号推定部 2 0の出力である推定受信干渉信号とを加算し、式（13) で表される推定信号 y _m (n) を出力する。従って、もし干渉信号用最尤系列推定器 4 3により選択出力した信号系列候補が送信干渉波の対応する信号系列と同じであれば、この加算結果を減算器 3 2で受信信号サンプル値 y (n) から減算すると減算器 3 2の出力信号からはその干渉波成分が除去され、雑音成分 N (n) のみとなる。複数の干渉波が存在する場合には、複数の加算器により、全干渉波に対応する推定受信干渉信号の和を求め、その和を受信信号から減算することにより複数の干渉波成分を同様に除去することができる。

誤差推定部 3 0の出力である推定誤差信号 sは状態推定部 4 0の尤度計算部 4 1で尤度信号に変換される。この尤度計算部 4 1には一例として推定誤差信号 ε を自乗する自乗回路を用いることができる。このとき第 m番目の候補に対する対数尤度（ブランチメトリック） L m は、次式で表される。

L m = - I ε I ² = - I y (n) -y_m (n) | ² ( 18) 尤度信号は希望信号用最尤系列推定器 4 2および干渉信号用最尤系列推定器 4 3 に入力され、希望信号系列、干渉信号系列の推定に用いられる。干渉信号が複数存在する場合には、干渉信号用最尤系列推定器 4 3を複数個用意し、各干渉信号ごとに系列推定を行う。次に希望信号用最尤系列推定器 4 2および干渉信号用最尤系列推定器 4 3の動作を説明する。希望信号用最尤系列推定器 4 2は、複数の希望信号系列候補を順次出力し、希望信号用変調信号発生部 4 4を通して希望信号推定部 1 0へ供給する。このとき、同時に干渉信号用最尤系歹 11推定器 4 3で複数の干渉信号系列候補を順次出力し、干渉信号用変調信号発生部 4 5を通して干涉信号推定部 2 0へ供給する。次にこれらの希望信号系列候補と干渉信号系列候補の組合せに対応してそれぞれ尤度信号を得て、尤度信号の尤度が最大（自乗誤差 I ε I ² が最小）となる希望信号系列候補と干渉信号系列候補の組をそれぞれ希望信号系列および干渉信号系列として選択する。この選択は、希望信号系列については希望信号用最尤系列推定器 4 2で、干渉信号系列については干渉信号用最尤系列推定器 4 3で行われる。この場合、希望信号系列と干渉信号系列の全ての組合せ候補について尤度を計算し、希望信号系列と干渉信号系列の推定を行ってもよいが、ビタビアルゴリズムを用いて信号の状態遷移を表すパスの数を限定することによりその演算を減らすことができる。

一例として 4相位相変調（Q P S K ) 方式に本実施例を適用した場合の例で説明する。図 7 Αに希望信号用最尤系列推定器 4 2における希望信号の状態遷移の例を表すトレリス線図を、図 7 Bに干渉信号用最尤系列推定器 4 3における干渉信号の状態遷移の例を表すトレリス線図をそれぞれ示す。これらのトレリス線図は信号の現在までの状態遷移経歴を記憶する参照テーブルとして例えばメモリ素子の中に形成される。ビタビアルゴリズムでは過去の時点（n— 1 ) Tの信号の状態から現在の時点 n Tの状態に遷移するパスを時点 n Tにおける各状態 S。〜 S ₃ について一つに制限することで演算量を削減する。

例えば図 7 Aにおいて、時刻（n— 1 ) Tから時刻 n Tの各状態にマージするパスは状態 S 1について破線で示すように 4本可能であるが、このうち最もパスメトリックが大きくなるパスを生き残りパスとして残す。時刻（n— 1 ) Tの状態 S 2から時刻 n Tの状態 S 0に遷移してくるパスのパスメトリックが他の状態 S O , S I , S 3からのパスのパスメトリックより大きいとすると、時刻 n丁の状態 S 0での生き残りパスは時刻（II一 1 ) Tの状態 S 2から遷移してくるパスとなる。本実施例では、希望信号と干渉信号の両方に対してそれぞれビタビアルゴリズムにより生き残りパスを求め、尤度の高いパスを通る信号系列をそれぞれ希望信号系列あるいは干渉信号系列と推定する。

図 4の実施例において希望信号系列の表す状態の遷移と千渉信号系列の表す状態の遷移を組み合わせて 1つの信号系列を表す状態の遷移とみなし、 1つの最尤系列推定器により最も確からしい信号系列を推定してもよい。その場合の状態推定部 4 0の構成を図 8に示す。ここでは希望信号の他に干渉信号が 1波ある場合の一例である。図 8に示すように、図 4における希望信号用最尤系列推定器 4 2 と干渉信号用最尤系列推定器 4 3.との代わりに 1つの最尤系列推定器 4 6が設けられる。希望信号系列と干渉信号系列について現時点 nTから遡って、それぞれ L d, L u個の複素シンポルの遷移を考慮する場合の現時点 n Tの状態 S (π) は、希望信号と千渉信号の複素シンボル系列を組み合わせて

S (n) = { a (n-1), a (n-2) ， ···, a (n-し d),

b (n-1), b (n-2) , ···, b (n-Lu) } (19)

により表すことにする。ここで、 Ld および Lu はそれぞれ希望信号および干渉信号の遅延波の最大遅延量を表す。 M値変調方式では、式 Q9)の a (n-1), a (n-2 ) , ···, a (n-し d), b (n-1), b (n-2), ···, b (n-し u)の各々が取り得る複素シンポル CP ( 0 < p<M-l) は、 M種類あるので、状態 S (n) の状態数は、 M ^LLD+LU ^} となる。ここで、 M (^Ld+Lu) 個の状態 S (n) を区別するため、状態 S (n) を以下のように便宜的に記述することにする。

S ijk... (n) = { a (n-1), a (n-2), ·■·, a (n-Ld),

b (n-1), b (n-2), ···, b (n-Lu)} (20)

ここで、 Sの添字 i j k…は、それぞれ、式（19) の a (π- 1), a (n-2),…， a (n -Ld), b (n-1), b (n-2), ···, b (n- Lu)の各々が取り得る複素シンボル Cp ( 0 < P <M-1) の種類 Pを表している。

例えば、 Ld =Lu = 1の BP SK変調の場合、 CP ( 0 < p< 1 ) は、 2つの値をとりうるので状態数は 2 ^Ld+Lu = 4となり、また、状態 S (n) は、

S υ(η) = { a (n-1), b (n-1) } (21)

で表せる。このとき、 iおよび jは、 a (n- 1) および b (n-1) の取り得る複素シンボルが、それぞれ Ci および Cj であることを表す。また、 0£ i £ l , 0 < j £ lである。このとき、 iは希望信号のみについて考えた場合の状態 S i (n) に、また jは干渉信号のみを考えたときの状態 S j (n) にそれぞれ対応する。また、 Ld = Lu = 2の QP S K変調の場合、 CP ( 0 < p< 3 ) は、 4つの値をとりうるので状態数は 4 ^Ld+Lu = 2 5 6となり、また、状態 S (n) は、

S i_jkL(n) = {a (n-1), a (n-2), b (n-1), b (n-2) } (22)

で表せ、 i , j , kおよび 1は、 a (n- 1)， a (η- 2)， b (n- 1) および b (n- 2) の取る得る複素シンボルが、それぞれ順に Ci , Cj , C_k および C _L であることを表す。このとき、 ijは希望信号のみについて考えた場合の状態 S ij(n) に、また k 1は干渉信号のみを考えたときの状態 S_kL(n) にそれぞれ対応する。状態 ki(n) から S i' いへの遷移におけるパスメトリックは式（2) 、（ 3 ) および（ 2 ) ，と同様に規定することができる。図 9のトレリス線図は、 QP SK変調で、かつ L d = L u = 1の場合であり、希望信号の取り得るトレリスの 4つの状態のそれぞれに対して干渉信号の取り得る 4状態を付加し、 1 6状態に拡張したものである。図 9において状態番号の i及び jはそれぞれ希望信号及び干渉信号の状態番号を表す。例えば、状態番号 S 23は、希望信号の状態番号 iが 2で、干渉信号の状態番号 jが 3であることを示す。

ここで、図 9のトレリス線図を用いて、本発明における希望信号系列と干渉信号系列の最尤系列推定の方法と、またこのとき同時に行われる伝送路パラメータの推定方法について説明する。ここでは、例として QP SK変調方式で、希望信号の他に干渉信号が 1波ある場合を取り上げ説明する。また、符号間干渉条件として希望信号および干渉信号に 1 シンボル時間までの遅延波を考慮する。即ち、 Ld = Lu = 1の場合である。

図 9において、状態 Si jは、希望信号の状態 i(i=0.1.2.3)と干渉信号の状態 j=0.1.2.3)を組み合わせた状態を表すこととする。同図においては、 Sooから S ₃₃までの 1 6状態となる。ここで、移動無線伝搬路では、フヱ一ジングにより伝搬路の特性が信号の伝送速度に比べて高速に変動するので、各状態 Si」毎に伝送路パラメータであるタップ係数ベクトル _{H ij}(_n) を用意する。ここで、 nはシンボル間隔 Tで正規化された離散的な時刻（時点）を表す。本実施例では、 1 6個の状態のそれぞれに対応する 1 6組のタップ係数ベクトル Ηυ(π) が規定される一般に、希望波 Ld まで、干渉波 L_U までの遅延時間をもつ遅延波を考慮した場合、状態 S _ijk... (n) に対応するタップ係数ベクトル Hi (n) は、

HijK... (n) = [hd, _iJk... (Ld), ha, υκ... (Ld-1), ···， h _d， i _jk... (0) , h u, j_{k L}... (Lu), h u, JK L... (Lu-1), ···, h _u， _{jk L}... (0) ]^T (23) で表すことができ、その要素（タップ係数）の数は、（Ld + Lu + 2 ) 個である。ここで、 ^τ は転置を表す。ここで、上記 Hij_k... (n) の要素を用いて

Hd, i

_ijk... (Ld), h _d, i . · . （Ld— 1), ,··, h_{d ) i} j . . . (0) ]^T

(24)

Hu, ijk... (n) =[h u, _{i jk}... (Lu), h u, (Lu-1), ···, h _u, i _jk... (0) ]^T

(25) で表されるベクトル Hd, (n) および Hu, (n) は、それぞれ式（10) および（12) に対応する状態 S _ijk... (n) における希望信号のタップ係数べクトルおよび干渉信号のタップ係数べクトルである。また、ここでは、希望信号と干渉信号がそれぞれ 1波ずつの場合を取り上げたが、干渉信号が複数存在する場合にも、上式を拡張することで容易に実現できる。

図 9の例では、式（23) は、

Hij(n) = [ h d. ud), h _{d> i}j (0), h u. ij d), h _{U) i j} (0) ] 丁 (26) となり、 h d, i j (0) および h d. d) が希望信号のタップ係数、 h u. uO)) および h u. i l) が干渉信号のタップ係数となる。

実際には、本発明は、ディジタルシグナルプロセッサやマイクロプロセッサ、、カスタム L S Iなど布線論理回路で実現されるため、各状態毎のタップ係数べクトルは、メモリ素子内に記憶することが多い。各状態毎のタップ係数べクトルは、トレーニング区間において希望信号と干渉信号のトレーニング信号を用いて初期化される。

図 9において状態 S u^-l) から状態 S KL I) へ遷移するブランチ（パス）が定まると、これに対応する希望信号と干渉信号の複素シンボル系列候補べクトル u ij.kt (n) が、一意に定まり、次式で表すことができる。

U i_{J> lt}t^H(n) = [a (n-1), a (n), b (n - 1), b (n) ]

ここで、式（27) のべクトルの要素を用いて表される

A_ik ^H(n) = [a (n-1), a (n) ] (28) B_JL ^H(n) = [b (n-1), b (n) ] (29) は、式（ 9 ) および（11) に対応する希望信号および干渉信号の複素シンボル系列候補べクトルである。また、 Ci および C_k は、希望信号の状態遷移に対応して得られる複素シンボルであり、 C」および C _L は、干渉信号の状態遷移に対応して得られる複素シンボルを表す。例えば、希望信号及び干渉信号が共に QP S Kのときは、 C i , Ck , C j 及び C _L は、 i , k, j , 1の値により、それぞれ信号空間を表す複素平面上の 4つの信号点、即ち（1/^2，1/ 2)， (-1/ 2, 1/ 2), (-1/ 2, -1/ 2), (1/ 2, - 1/^2)のいずれか 1つを取る。また、希望信号と干渉信号とで異なる変調方式を用いている場合は、 Ci , Ck と Cj , C i の取り得る値が異なる。例えば、希望信号が QP SK、干渉信号が 1 6 QAMの場合、 Ci , C_k は I , Qの各成分が 2値、 Cj , は I , Qの各成分が 4値を取ることになる。

図 9において状態 S udi- 1) から S_kL(n) へ遷移するブランチに対するブランチメトリック Λ [Ski(n), S ij(ri-l) ] は次式により計算する。

Λ [S"(n)， S ij(n-l) ] =- I y (n) _ y "n) | ²

=一 I y (n) -U_{1 JL L£}L^H(n) · Hi j (n-1) | ²

(30) ここで、 ^H は複素共役転置を表す。上式において、 ym (n) は、第 m番目の複素シンボル系列候補に対する受信信号推定値を表し、 mは k, 1， i , jにより一意に定まる整数である。

パスメトリックの更新は、次式（31) に従って、時点（π-1) の各状態 S

) から時点 nの各状態 S_kL(n) へマージするパスの中で、パスメトリックが最大となるパス 1本を選択することによって行う。

J CS_kL(n) ] = ΑΧ {Λ [S_ki(n), S ijin-l) ]

ここで、 X は iを 0から M_ 1まで、また、 jを 0から M' —1 まで変化させたときの {} 内の最大値を表す。

図 9の実施例では Μ = Μ' = 4となる。このとき、生き残りパスは、式（31) が最大となる i， jを持つ状態 S ij(n- 1) を経由して S_kL(n) へ遷移するパスとなる。同様にして、時点 nにおける各状態毎に 1つずつ生き残りパスを選択する。具体的例を挙げて説明すると、図 9において時点 nTにおける状態 S !。（n) にマ —ジする生き残りパスの選択は、時点（n- 1)Tの S。₀から S₃₃までの 1 6個の状態から S₁₀(n) に遷移するパス（図中には破線で示してある）について対応するブランチメトリックを計算し、その値を時点（n-l)Tで各状態が持つパスメトリックに加算して新たなパスメトリックとし、これらのパスメトリックの中で尤度が最大となるパスを選択する。

このとき、時点 ηΤの各状態におけるタップ係数べクトルの更新は、上記生き残りパスに沿って行う。式（31) によって状態 S u i- 1) から状態 S_kL(n) へ遷移するパスが生き残ったとき、状態 S (n) における新たなタップ係数ベクトル Hk_L(n) は、時点（n_l) の状態 Sijdi- 1) のタップ係数ベクトル H i j (n- 1) を適応アルゴリズムにより更新して算出する。適応アルゴリズムとしては、 RLSァルゴリズムや L M Sアルゴリズムなどが使える力く、ここでは一例として L M Sァルゴリズムを用いた場合を取り上げて説明する。

状態 Sij i- 1) から状態 S_kL(n) へ遷移するパスが生き残ったとき、状態 (n) が保持するタップ係数べクトル H_kL(n) は、次式

で表される。ここで εは、状態 Sij(n - 1) から状態 S_kL(n) へ遷移したときの誤差信号を、また "は微小な実数（例えば 0.1 ) のステップサイズを表す。例えば図 9においてビタビアルゴリズムにより時点 n Tの状態 S。。における生き残りパスが、時点（n - 1)Tの状態 S ₂₂からマージしてくるパスであるとすると、時点 ηΤの新たなタップ係数べクトル Ηοο(η) は、時点（η- 1)Τのタップ係数べクトル Η₂₂(η -1) を適応アルゴリズムにより更新することにより算出される。このように、タップ係数べクトルの更新は、ビタビアルゴリズムの状態毎にパスメトリックの更新と同時に生き残りパスに沿って信号候補を用いてリアルタイムに行われるので、遅延した判定結果をもとに伝送路パラメータの推定を行う方法よりも精度が良くなる。移動通信のように希望信号と干渉信号の位相と振幅の変動が激しいにもかかわらず、それらを正確に推定する必要がある干渉キャンセラにおいては必須技術である。

図 4の実施例においては、希望信号、干渉信号ともそれぞれ最尤系列推定器 4 2、 4 3もしくは 4 6を用いて信号系列を推定する場合を示したが、図 1 0に状態推定部 4 0を示すように、干渉信号についてのみ最尤系列推定を行い、希望信号については最尤系列推定を行わず、希望信号用最尤判定器 4 7により各時点で尤度に基づいてシンボルの判定を行ってもよい。あるいは図 1 1に示すように、希望信号についてのみ最尤系列推定を行い、干渉信号については、最尤系列推定を行わず干渉信号用最尤判定器 4 8で尤度によるシンボル判定を行つてもよい。または図 1 2に示すように、最尤系列推定は行わず、希望信号、干渉信号とも最尤判定器 4 7、 4 8により各時点で尤度に基づいてシンボル判定を行ってもよい。このように、最尤系列推定を行わず尤度により各時点でシンボル判定を行うことにより演算量を低減することができる。

次に一例として、希望信号に対しては最尤菜列推定を行い、干渉信号に対しては各時点で尤度によるシンボル判定を行う図 1 1の場合についてその動作を図 1 3に示すトレリス線図を参照して具体的に説明する。

図 1 3のトレリス線図において 1 6個の状態を希望信号の状態により下記のように 4つのグループ S i ( i = 0 , 1 , 2 , 3 ) に分割する。

S i = {S ij} ( j = 0, 1 , 2 , 3 ) (33) 計算するブランチメトリックの数は各グループ間で 1つに制限する。すなわち、時刻（n— 1 ) Tのグループ S i (n-1) から時刻 n Tのグループ S i，（n) に遷移するときのブランチメトリック Λ 〔S （n), S i (n-1) ] を

Λ [Si. (n), S i (n-1) ] =m a x j. {Λ [S ι· j» (n), S υ(η-1) 〕 } (34) とする。ここで Λ CS χ· j. (η) , S ij(n-l) 〕は時刻（n— 1 ) Tの状態から時刻 nTの状態 S i' j 'に遷移したときのブランチメトリックを表す。また ma {} はを 0から 3まで変化させたときの {} の最大値を表す。この最大値を与えるが時刻 nTの干渉信号の状態番号となる。このように干渉信号の状態は各時刻で一意に尤度によりシンボル判定されるため、式（34) 中の時刻（ n - 1 ) Tにおける干渉信号の状態番号を表す j としては、すでに判定された値を用いることができる。

パスメトリックの更新は、各グループ間を遷移するパスに対して行う。時刻 n Tにおけるグループ S （n) の生き残りパスのパスメトリック J 〔S i' (n) 〕は、 i = 0 , 1， 2， 3に対し次式

J [S i' (n) =m a _{X i} {Λ [S i- (n), S i (n-1) 〕

+ .J [S i (n-1) 〕 } (35) により更新される。ここで、 J [S i. (n) 〕は時刻 n Tにおけるグループ S i，（n ) の生き残りパスのパスメトリックを表す。このとき時刻 nTのグループ S i，（n ) に遷移する時刻（n— 1 ) Tの希望信号の状態 iが確定する。

希望信号と干渉信号の両方を考慮した場合、考慮する状態数は 1 6であるが、干渉信号用最尤系列推定器を図 1 1のように最尤判定器 4 8で置き換えて、状態遷移を希望信号の状態が同じであるグループ S i ごとに行うため、考慮する生き残りパス数は 4に縮退され希望信号のみに対するトレリスの場合と同じになる。また、状態遷移ごとに用意する干渉信号用および希望信号用のトランスバーサルフィルタ 1 1、 2 1のタップ係数べクトルの組数は、希望信号の状態遷移で分類した各グループ S i ごとに用意すればよいので 4組となる。したがって、メトリック計算を行うパスメトリック数および更新するタップ係数の組の数が減り、演算量を大幅に削減できる。

タップ係数の更新は、最尤系列推定器 4 2における各時点 n Tの状態にマージする時点（π - 1)Τの状態からのパスが決定したのち、状態推定部 4 0から得られる希望信号系列および干渉信号系列、誤差推定部の出力である推定誤差信号を用いて行われる。この更新は各状態ごとに用意されている複数の組のタップ係数べクトルに対して生き残りパスに沿ってそれぞれ行われる。また、この更新は R L S アルゴリズムゃ LMSアルゴリズムなどの適応アルゴリズムを用いて推定誤差信号の自乗 I ε I ² が小さくなるように、各遷移状態ごとに行われる。したがって、更新されたタップ係数は現時点での希望信号と干渉信号の伝送路のィンパルスレスポンスを反映させたものとなるので、移動無線通信のようにフエ一ジングにより伝送路が時間的に高速に変動する場合においても良好な受信特性を得ることができる。また、携帯電話のようにフェージングによる伝送路の変動が比較的緩やかである場合には、伝送路推定の遅延による影響が少ないので、状態推定器で判定された信号系列を用いて、タップ係数を更新することもできる。

また、一例として本発明は、（ 1 ) 受信信号として信号のシンボル間隔丁よりも短い間隔でサンプルされた受信信号サンプル値を用い、（ 2 ) このサンプル間隔と同じ遅延量遅延段を有する干渉信号推定部 2 0および希望信号推定部 1 0にこのサンプル周期で夕ップ係数が設定される分数間隔トランスバーサルフィルタをそれぞれ用い、（ 3 ) 信号のシンボル間隙周期で出力される希望信号系列候補および干渉信号系列候補にそれぞれ対応した複素シンボル系列候補を時間軸上で補間して得られるシンポル間隔よりも短い上記サンプル周期をもつ送信信号サンプル値系列を出力する状態推定部を用いた構成としてもよい。この構成は、希望信号と干渉信号のクロックのタイミングゃ信号フレームのタイミングが異なることにより生じる劣化を克服するのに有効である。

図 4の実施例においては、スィッチ 6 1、 6 2は変調信号発生部 4 4、 4 5の出力側に設けられ、トレーニング信号はシンボル系列により変調された複素シンボル系列としてレジスタ 6 3、 6 4に保持し受信バースト信号のトレーニング期間中にトレーニング信号をトランスバーサルフィルタ 1 1、 2 1およびタップ系数制御部 5 1に供する場合を示したが、図 1 4に示すようにスィッチ 6 1、 6 2 を最尤系列推定部と変調信号発生部 4 4、 4 5の間に設けてもよい。この場合、レジスタには変調前のトレーニングシンポル系列を保持し、トレーニング期間にトレーニングシンボル系列を変調信号発生部 4 4、 4 5に供給する。なお、図 1 4の実施例では図 4における 2つの最尤系列推定器 4 2、 4 3の代わりにビタビアルゴリズム回路 4 6を用いた場合を示している。

トレーニング信号レジスタ 6 3および 6 4は、それぞれ希望波と干渉波の各トレーニング信号と同じディジタルシンボル系列のトレーニングパターンを出力する。スィッチ 6 1は、受信バースト中の希望波のトレーニング信号の受信区間ではレジスタ 6 3からの希望波のトレーニングパターンを選択し、トレーニング信号に続くデータ信号の受信区間ではビタビアルゴリズム回路 4 6が出力する希望波の状態遷移に対応するディジタル信号系列を選択して出力する。同様にスイツチ 6 2は、干渉波のトレーニング信号の受信区間ではレジスタ 6 4からの干渉波のトレーニングパターンを選択し、トレーニング信号に続くデータ信号の受信区間ではビタビアルゴリズム回路 4 6が出力する干渉波の状態遷移に対応するディジタル信号系列を選択し出力する。変調信号発生部 4 4および 4 5はベースバンド変調回路であり、入力するディジタル信号から受信波の変調方式に応じて変調された複素シンボル系列を出力する。データ信号区間において変調信号発生部 4 4、 4 5ではスィッチ 6 1、 6 2の出力信号を入力とし、それぞれ希望波および干渉波の複素シンボル系列候補を出力する。伝送路パラメータ推定部 5 0は、減算回路 3 2からの推定誤差と、変調信号発生部 4 4、 4 5からの希望波および干渉波の複素シンボル系列候補 { a _m (n-Ld) , a _m (ri-Ld+1) a _m (n) } 、 { b m (n-Lu) , b _m (n-Lu+1) b m (n) } とビタビアルゴリズム回路 4 6が出力する状態推定の情報とを入力として伝送路ィンパルスレスポンスの推定を行い、希望波および干渉波についての伝送路インパルスレスポンス推定値、即ちトランスバーサルフィルタのタップ係数ベクトルとして希望信号推定部 1 0、干渉信号推定部 2 0にそれぞれ設定する。

伝送路ィンパルスレスポンスの推定方法はバースト信号でのトレーニング信号区間とデータ信号区間で異なる。先ず、トレーニング信号区間でのインパルスレスポンス推定においては図 1 4中のスィツチ 6 1、 6 2をそれぞれトレーニングパターンレジスタ 6 3、 6 4側に接続し、それぞれのトレーニングパターンを変調信号発生部 4 4、 4 5に与える。伝送路パラメータ推定部 5 0は、希望波と干渉波のトレーニングパターンに対応する複素シンボル系列と推定誤差とを入力として、推定誤差が最小になるように、例えば逐次最小 2乗法（Hayk i n Adapt i ve F i l ter Theory, 1986 Prent i ce-Hal l ) を用いて希望信号及び干渉信号の伝送路ィンパルスレスポンス推定値を更新し出力する。次に、データ信号区間における伝送路推定においては、スィッチ 6 1、 6 2をビタビアルゴリズム回路 4 6の出力側に接続し、希望信号及び干渉信号についての遷移状態系列の候補を用いる。その状態系列候補の数は状態遷移数だけあり、その各候補に応じて推定誤差も異なるため、（i) ビタビアルゴリズムで判定された信号系列に関して伝送路推定を行うか、（i i)各時刻で最尤となる複素シンボル系列候補に関して伝送路推定を行う力、、 (iii) ビタビアルゴリズムの各状態の生き残りパスごとに伝送路推定を行う等の方法がある。方法（i) および（ii)では、状態遷移に対応する複素シンボル系列候補で同一の伝送路インパルスレスポンス推定値を用いる。一方、方法（iii) は、同一の状態から分岐する状態遷移では同一の伝送路ィンパルスレスポンスを用いるが、異なる状態から分岐する状態遷移ではそれぞれ対応する伝送路ィンパルスレスポンスを用いる。この方法（iii) の演算量は方法（i) および（ii)よりも多いが、伝送路推定精度は高い。

また、トレーニング信号区間では、伝送路インパルスレスポンス推定値を速く収束させることができる R L Sアルゴリズムを用い、データ受信区間では、 LM Sアルゴリズムのように演算量の少ないアルゴリズムを切換えて使ってもよい。次に状態推定部 4 0の構成が異なる他の一実施例を図 1 5に示す。この図 1 5 に示す実施例では状態推定部 4 0中の干渉信号用の複素シンボル系列候補を生成する手段として逆フィルタ 4 1 1とシンポル判定器 4 1 2を用いる。一例として各時刻で干渉信号の状態をシンボル判定する場合を取り上げて説明する。また変調方式は QP SKの場合で説明するが他の変調方式でも同様である。

本実施例では干渉信号の推定方法が前述した各種実施例と異なる。前述の実施例で用いられた最尤系列推定の代わりに最尤判定を行う実施例では、干渉信号用のトランスバーサルフィルタ 2 1に入力される干渉信号系列候補を、干渉信号の遷移する状態に応じて順次出力する。そして全ての候補に対して推定受信干渉信号を生成し、尤度判定を行うことによってシンボル判定を行う。 QP SK方式では、現在の時刻 nTにおける信号の状態として 4通りの候補が考えられる。また、この尤度判定を行う実施例では、過去の時刻（η— 1 ) Τ、（η— 2) Τ、 ·· ···· (n-Lu) T、（Luは、考慮する遅延波の遅延量によって決まる整数）における信号の状態は各時刻における尤度によるシンボル判定ですでに確定しているので、結局、前記 4通りの候補についてそれぞれブランチメトリックを計算し、ブランチメトリックの大きさでシンポル判定を行うことになる。

これに対して図 1 5の実施例における逆フィルタ 4 1 1を用いる方法では、まず時刻 n Tにおける干渉信号の現在のシンボルに対応する成分を含まない推定受信干渉信号（干渉信号の遅延波成分）を干渉信号用のトランスバーサルフィルタ 2 1で生成し、この信号を減算器 3 1で推定受信希望信号と共に受信信号 y (n) から減算し推定誤差信号 sを求める。時刻 n Tにおける干渉信号の現在のシンボルに対応する成分を含まない推定受信干渉信号は、干渉信号系列の過去の時刻に判定され確定したシンボル系列および干渉信号用のトランスバーサルフィルタ 2 1の過去の時刻に対応するタツプ係数を用いて生成することができる。減算器 3 1により推定受信希望信号も減算されているので、この推定誤差信号は時刻 n T における現在のシンボルに対応する干渉信号成分と雑音とからなる。この推定誤差信号を干渉信号用逆フィルタ 4 1 1に入力して伝送路の歪を補償する。この逆フィルタ 4 1 1は、夕ップ係数制御部 5 1からトランスバーサルフィルタ 2 1の時刻 η Τに対応するタツプのタップ係数を得て、この逆数を複素タップ係数としてもつ 1タップのフィルタである。したがって、逆フィルタ 4 1 1の出力は時刻 n Tにおいて送信された干渉信号の複素シンボルの推定値となる。この推定値をシンボル判定器 4 1 2でシンボル判定して干渉信号の時刻 n Tにおいて、送信されたシンボルを推定する。

次に、ここで判定し得られた時刻 II Τにおける干渉信号のシンボルを用いて、干渉信号用のトランスバーサルフィルタ 2 1で、時刻 η Τにおける干渉信号の状態に対応した成分を含む推定受信干渉信号を生成し、これを推定受信希望信号と共に減算器 3 1で受信信号 y (n) から減算し、新たな推定誤差信号 εを算出する。この推定誤差は干渉信号成分が除去され、雑音成分のみとなる。希望信号に対してはこの推定誤差信号から尤度計算部 4 1により尤度信号を作り、最尤系列判定を行う。また、タップ係数の更新は、判定により得られた干渉信号系列を用いて、希望信号用最尤系列推定器 4 1 2の各状態ごとに適応アルゴリズムを用いて行う。

この方法は、 4通りの候補に対して尤度を求め最尤判定を行う実施例に比べて信号処理の演算量を減少させることができる。同様にして、この実施例は干渉信号に対して最尤系列推定を行い、希望信号に対して逆フィルタとシンボル判定器を用いたシンボル判定を行う構成とすることもできる。

図 4および図 1 4の実施例では、希望波および干渉波のトレーニング信号を使つてトランスバーサルフィルタ 1 1、 2 1のタップ係数を決める場合を示したが

、ディジタル移動通信では、干渉波がどのゾーンからのものであるか不明な場令が多く、干渉波のトレーニング信号が未知のケースが多い。また、トレーニング信号を用いないバースト構成で伝送するケースもある。また、自局のゾーンと距離的に遠くに離れたゾーンから干渉波が到来する場合には、希望信号と干渉信号のフレームタイミングが著しく異なる。このとき干渉波のトレーニング信号を用いてトレーニングができない場合がある。このような場合には、干渉波のデータ区間の信号を用いて干渉波の伝送路パラメ一タをトレーニングし、推定しなくてはならない。し力、し、図 4および図 1 4の実施例における本発明の受信機では、希望波のみならず干渉波のトレーニング信号が既知でないと動作しないため、上記のケースでは動作しないことがある。

この点を改善した実施例の構成を図 1 4の実施例の変形例として図 1 6に示し、図 1 4と対応する部分は同一符号を付けてある。ここでは、希望波のトレー二ング信号は既知であるのに対し干渉波のトレーニング信号は未知とする。図 1 4 に示した構成と異なる点は、図 1 4中のスィッチ 6 2及びトレーニングパターンレジスタ 6 4が省略され、最尤系列推定ビタビアルゴリズム回路 4 6が変調信号発生部 4 5に直接接続されていることである。また動作上で異なる点は、希望波のトレーニング信号区間における伝送路推定である。以下ではこの点について説明する。

移動局が移動しながら基地局と通信を行っている間に、フェージングのため伝送路のインパルスレスポンスは刻々と変化する。従って、伝送路推定を速く収束させなくてはならない。そのため既知のトレーニング信号を用いて伝送路推定を行うのである力く、希望波のトレーニング信号は既知であるのに対し、干渉波のトレーニング信号は未知である。そこで、干渉波のトレーニング信号に関してはビタビアルゴリズムを用いた状態推定に基づいて信号判定する。ここでビタビアルゴリズムの状態は { b _m (n-1) , b _m (n- 2)， ···， b _m (n-Le x) } で表されるように、図 1 4の場合とは異なり干渉波のみの複素シンボルから構成され、しかもそのシンボル数 L e まトランスバーサルフィルタ 2 1における考慮すべき遅延シンポル数（遅延段数） L uより犬に選ぶことにより、取り得る状態数を増大させている。

考慮すべき遅延波の遅延量はこれまでに説明した実施例と同様にせいぜい 1〜

2シンボル時間程度であり、従ってトランスバーサルフィルタ 1 1、 2 1の遅延段数 L d , L uも例えば 1段とする。バースト信号で送信されるトレーニング信号の長さ力例えば 1 0シンボル程度であるとすると、干渉波のトレーニング信号を参照しなくても、トレーニング区間において 1 0シンボル長で発生可能な全ての干渉信号系列候補に対してタップ係数の更新とともに最尤推定を行い、最も尤度の高いパスに対応するタップ係数べクトルを、トレーニング信号を用いて推定した伝送路インパルスレスポンスとみなせばよい。このとき、例えば B P S K の場合 2 ^{1 0} = 1 0 2 4通りのパスを必要とし、即ち 1 0 2 4個の干渉信号系列候補についての尤度（パスメトリック）計算とタップ係数の更新が必要となる。実際には最尤系列候補推定のためのシンボル系列の長さを卜レーニングパターンのシンボル系列長と同じにする必要はなく、正しいトレーニングパターンが検出できる（即ちインパルスレスポンスの推定値が収束する）確率が所定の値より高くなる程度にシンボル系列候補の長さ L _{e x}を選べばよく、例えば L _{e K} = 2 L uとする。実際には、必要となるトランスバーサルフィルタのタップ数は 4 O K b / s 程度の信号伝送を行う場合には、数タップ程度（例えば 2タップ）でよいので、干渉信号の伝送路パラメータ推定に必要なトレーニング長はタップ数の 2倍、例えば 4 シンボル程度でよい。従って干渉波に対する正しい伝送路インパルスレスポンスを得るためには、干渉波の状態数をある程度増大させて、過去数シンポルに渡る干渉波の状態遷移を区別して観測すればよい。

そこで、この実施例においてはトレーニング信号受信区間に最尤系列推定器 4 6力トレリス線図上で状態数の増加により区別して表示できるシンポル系列候補長を L u シンボル時間よりも大きい L _{e K}シンボル時間にする。そして最も誤差の小さい（尤度の大きい）シンボル系列候補を選択し、それを干渉波のトレ—ニングパタンと見なし、そのとき得られたタップ係数べクトルをトレーニングで収束したタップ係数べクトルとする。従って最も尤度の高いシンボル系列候補が正しいトレーニングパターンと一致する確率が充分高くなる程度に、区別して観測できるシンボル系列候補の長さ L _{e K}を決める。ここではし _{e x} = 2とする。ここで、図 1 6 Aに示すような B P S K伝送方式を例に説明する。図 1 6 Βは干渉波のトレリス線図である。ここでは、干渉波の状態数を増大させ、 1つの状態で 2シンボル時間まで区別できるようにしてある。まず、図 1 6により信号の流れを中心に説明する。希望信号推定部 1 0のトランスバーサルフィルタ、及び千涉信号推定部 2 0のトランスバーサルフィルタの遅延段数は、例えば L d = L u = 1のままとする。トレーニング信号受信区間において、拡張された状態の遷移に対応した干渉信号の送信系列候補がビタビアルゴリズム回路 4 6から出力される。干渉信号の送信信号系列候補は、変調信号発生部 4 5により、対応する複素シンボル系列候補に変換される。次に変換された複素シンボル系列候補は干渉信号推定部 2 0のトランスバーサルフィル夕に入力される。このとき、スィッチ 6 1はトレ一二ングパターンレジス夕 6 3側に接続されているので希望波のトレーニング信号は、変調信号発生部 4 4に入力される。そして、希望波のトレーニング信号に対応する複素シンボル系列が、希望信号推定部 1 0のトランスバーサルフィルタに入力される。希望信号推定部 1 0から出力された推定希望信号と、干渉信号推定部 2 0から出力された推定干渉信号は、加算器 3 1で加算されて、受信信号の推定値 y m (n) となる。減算器 3 2において、受信信号推定値 y _m (n) が、受信信号 y (n) から減算され、推定誤差 εが得られる。

伝送路パラメータ推定部 5 0は、変調信号発生部 4 4からの希望波トレ一ニング信号に対応する複素シンポル系列と、変調信号発生部 4 5からの干渉波複素シンボル系列候補と、減算器 3 2からの推定誤差と、ビタビアルゴリズム回路 4 6 からの状態推定情報とを入力として伝送路推定を行う。伝送路推定は干渉波の状態推定と並行して行い、ビタビアルゴリズムの生き残りパスごとに行う。伝送路パラメータ推定部 5 0は、変調信号発生部 4 5の出力信号である干渉波複素シンポル系列候補が分岐する生き残りパスに応じて、該当する生き残りパスに対応する希望信号及び干渉信号の伝送路ィンパルスレスポンス推定値を希望信号推定部 1 0及び干渉信号推定部 2 0に設定する。上記の操作を繰り返す。トレーニング信号区間の最後のシンボルでは、その時点で最大尤度となる生き残りパス、即ち最大尤度となる干渉波の複素シンボル系列候補に対応する伝送路ィンパルスレスポンス推定値を選択し、希望信号推定部 1 0及び干渉信号推定部 2 0に設定して上記の操作を終了する。なお、データ信号区間では従来と同様にビタビアルゴリズムにより状態推定を行い、信号判定する。

次に図 1 6 Bのトレリス線図を用いて、タップ係数の初期化の方法について具体的に説明する。ここでは、干渉波が 1波ある場合を一例として取り上げる。トレーニング区間においても干渉波については図 1 6 Bのトレリス線図に従ってビタビアルゴリズムにより各状態毎に 1 つずつの生き残りパスを選択する。また、タップ係数は各状態ごとに存在し、各タップ係数は、既に述べたように状態ごとに生き残りパスに沿って更新される。同図において、 Hu(k) は時刻 kTの状態 S wにおけるタップ係数ベクトルを表す。また、ここでは説明のため、例えば時刻 k Tから時刻（k+l)Tに状態が遷移したときの生き残りパスが実線で示されるパスであるとする。更に、希望信号のトレーニング終了時点を時刻（k+l)Tであると仮定し、またこの時刻（k+l)Tまでにおいてパスメトリックが最大（尤度が最大）となるパスが S₀₁(k+1) にマージしている実線のパスであると仮定する。この発明によれば、状態 S₀₁(k+1) に対応するタップ係数べクトル H₀₁(k+1) が伝送路のインパルスレスポンスの推定値となる。このとき、 H₀₁(k+1) は、状態 S₁₀(k ) を経由して、状態 S₀₁(k+1) に遷移するパスに対応する複素シンボル系列候補 {1,-1,1} を干渉信号のトレーニング信号系列と見なしたときのトレーニング終了後のタップ係数べクトルとなる。この例では、伝送路のインパルスレスポンス推定値が 3シンポルのトレーニング長で収束するとみなせる場合である。

上述してきたこの発明の各種実施例において、希望波のキヤリア周波数に対し干渉波のキヤリァ周波数が異なる場合にも適用可能であり、この場合は干渉信号推定部 20として図 1 7に示す構成のものを採用すればよい。この構成では、端子 20 Aからの入力複素シンボル系列候補を、端子 20 Bから入力するタップ係数ベクトル Wでトランスバーサルフィルタ 2 1において畳み込み演算を行い、その結果に複素乗算器 22で e X p ( j 2 πΔ f c nT) を乗算することにより干渉波と希望波とのキャリア中心周波数差分△ f c に応じた回転を与える。移動通信システムにおいては多数のゾーンに限られた数の周波数チヤンネルを繰り返して割り当てるため、同一チャンネルの干渉波が受信されることがある。このような場合、異なるゾーンに割り当てる同一周波数チャンネルの周波数をわずかにずらすことにより移動局に到達する伝搬路のフエ一ジングの相関が小さくなるので

、図 1 7の構成を使うことにより干渉信号を除去しやすくすることができる。図示してないが、もちろんこの複素乗算器 2 2は干渉信号用のトランスバーサルフィルタ 2 1ではなく、希望信号用のトランスバーサルフィルタ 1 1の出力側に設けてもよいし、あるいは両方に設けてもよい。

この実施例では更に送信キヤリァ中心周波数と受信機の受信キヤリァ中心周波数とのずれである周波数オフセット Δ f も補償するように構成した場合であり、複素乗算器 2 2の出力信号に乗算器 2 3で e x p ( j 2 ττ Δ f n T ) を乗算する。図示してないが、同様のオフセット補償用複素乗算器が希望信号用トランスバーサルフィルタ 1 1の出力側にも設けられている。これにより、推定受信希望信号と推定干渉信号に対しキヤリァ周波数オフセット△ f に応じた位相回転を与える。キヤリァ中心周波数差分△ f c 及びキヤリァ周波数オフセット f は伝送路パラメータ推定部 5 0から端子 2 0 Bを通して与えられる。尚、希望信号と干渉信号間の周波数オフセット A f c: については、予め送信局間で設定し、受信機側で既知とすることもできる。

図 1 6の実施例において、更にスィッチ 6 1 と希望信号用トレーニングパターンレジスタ 6 3を省略した実施例の構成を図 1 8に示す。この場合は希望波についても既知のトレーニング信号を伝送しない伝送方式に対するものであり、希望波及び干渉波のトレーニング信号は無い、もしくは未知である。動作上で異なる点は、初期状態における伝送路推定と、判別回路 4 8による希望波の判定信号判別である。なお、伝送路パラメータ推定部 5 0は初期状態から定常状態に移行するように動作させるが、その定常状態では図 1 4及び 1 6の実施例で説明したデ —タ信号区間における動作と全く同じである。以下では動作上で異なる点について説明する。

初期状態では、伝送路推定を速く収束させなくてはならない。その為、一般的には既知のトレーニング信号を用いて伝送路推定を行う力《、この実施例においては希望波及び干渉波のトレーニング信号は無い、もしくは未知である。そこで、希望波及び干渉波に関してビタビアルゴリズムを用いた状態推定により信号判定をする。ただし、伝送路推定が収束していないので図 1 4の実施例の場合と同様にビタビアルゴリズムの状態数を定常状態より増大させる必要があり、 {a (n-1

), a (n-2),…， a (n-Lexd ), b (n-1), b (n-2), ···, b (n-Lexu)} を状態とする。ここで a (n) 及び b (n) はそれぞれ時点 n Tにおける希望信号と干渉信号の複素送信シンボルを表す。なお、 Lexd ≥Ld Lexu ≥Lu 、例えば Lexd ^ 2 Ld 、 Lexu ^ 2 Lu である。図 18Aに Ld = L u = 1の場合の本発明の受信機の定常状態のトレリス線図を示す。変調方式は B P S Kを例として取り上げる。定常常態では、希望信号と干渉信号の取り得る送信シンボルにより、状態 S_jk(n) を次式

S j_k(n) = {a (n-1), b (n-1) }

のように定義できる。

ここで a (n-1) 及び b (n - 1) は S_jk(ri) の j と kを用いてそれぞれ次式で定義される B P S Kの複素送信シンボル C_j 及び C_k をとる。

CP = 1 (P = 0)

- 1 ( P = 1 )

この実施例においては、希望信号及び干渉信号について状態数を増大させる。ここでは、希望信号及び干渉信号について Ld =Lu = 1、 Lexd = 2 Ld , L exu = 2 Lu として状態数を増大させた例を取り上げ説明する。このときのトレリス線図を図 18Bに示す。同図では、 B P SK変調方式を取り上げている。このとき増大した状態 S _jkLm(n) は次式

S jkim(n) = { a (n-1), a (n-2), b (n-1), b (n-2) } (36) となる。ここで a (n- 1)， a (n-2), b (n - 1)， b (n - 2) は順番にそれぞれ B P S の複素シンボル Cj , Ci , C_k 及び C_m をとる。ただし一般に BP SKの場合、は

C P = 1 (P=0)

-1(P=1)

でめる。

まず、図 1 8において、ビタビアルゴリズム回路 4 6は状態数を増大させたトレリスに従って希望信号及び干渉信号の状態遷移に対応した信号系列候補べクトルを出力し、これをもとに変調信号発生部 4 4および 4 5はそれぞれ希望波と干渉波の複素シンボル系列候補を出力する。伝送路パラメータ推定部 5 0は、希望波及び干渉波の複素シンボル系列候補、推定誤差及びビタビアルゴリズム回路 4 6が出力する状態推定の情報を入力として伝送路推定を行う。伝送路推定は希望波及び干渉波の状態推定と並行して行い、ビタビアルゴリズムの生き残りパスごとに行う。また、変調信号発生部 4 4及び 4 5の出力信号である希望波及び干渉波の複素シンボル系列候補が分岐する生き残りパスに応じて、該当する生き残りパスの伝送路ィンパルスレスポンス推定値を希望信号推定部 1 0及び干渉信号推定部 2 0に設定する。上記の操作を繰り返す。初期状態から定常状態に移行するとき、その時点で最大尤度となる生き残りパス、即ち最大尤度となる希望波と干渉波の複素シンボル系列候補に対応する伝送路ィンパルスレスポンス推定値を選択し、信号推定部 1 0及び 2 0に設定して上記の操作を終了する。

図 18- Bにおいて、実線及び破線のパスは、時点（n- 1)Tから時点 ηΤへ状態遷移可能なパスを表す。同図において時点 η Τの各状態に 4つのパスがマージしているのがわかる。ここで、 H

は時点 n Tの状態 S _jkLm(n) におけるタップ係数ベクトルであり、希望信号のトランスバーサルフィルタ 1 1に設定するタツプ係数 {h_d, _jkLm(l)， h_d, _jkLm(0) } 及び干渉信号のトランスバーサルフィルタ 1 2に設定するタップ係数 {hu， _jkLma), h_u， _jkLm(0) } を要素として持ち、次式

H jk Lm(n) = [ h d, jk Lm(l), h d, jk lm (O) , h u, jklm(l), h u, jk Lm(O) ] ^T

(37)

で表される。ここで、上記実施例では、 Lexd =Lexu = 2として希望信号と干渉信号の状態数を増大させたが、 Ld =Lu = 1であるので希望信号及び干渉信号のトランスバーサルフィルタのタップ数は、それぞれ 2タップのままである。パスメトリックの更新及びタップ係数べクトルの更新は、例えばビタビアルゴリズムにより、図 18Bに示される遷移可能なパスのうち特定のパスに沿って行われる。より詳細に説明すると、時点 n Tにおける各状態毎に最もパスメトリックの値の大きい（尤度が大きい）パスを生き残りパスとして残し、タップ係数べクトルもこの生き残りパスに沿って更新する。ここで説明のため、例えば図 18 - Bにおいて、実線で表されるパスが、時点 n Tにおける各状態での生き残りパスであるとする。例えば、時点 n Tにおける状態 S ₀。₀₁ (n) のタップ係数べクトル Hoo ₀₁(n) は、時点（n- 1)Tのタップ係数ベクトル H₀₁₁₀(n- 1) を適応アルゴリズムにより更新して算出される。ここで、例えば同図における時点 n Tが初期状態から定常状態に移行する時点（例えばトレーニング区間の最後のサンプル点）であるとすると、時点 n Tの各 1 6個の状態のうちでパスメトリックが最大（最大尤度 ) となるパスを選び、そのときのタップ係数べクトルを希望信号及び干渉信号の伝送路のインパルスレスポンスの推定値とする。例えば、図 18Bにおいて時点 η Τの状態 S_00l0(n) にマージするパスが最大尤度になったとすると、タップ係数べクトル H₀₀₁₀(n) は、この最大尤度となるパスに沿って得られる希望信号及び干渉信号の複素シンボル系列（1, 1， 1 } 及び {1，1，_1} をトレーニング系列と見なした時のトレ一ニング終了後の夕ップ係数べクトルとなる。

次に判別回路 4 8の動作について説明する。ビタビアルゴリズム回路 4 6はビタビアルゴリズムを用いた状態推定により信号判定を行い、希望波及び干渉波の判定信号を出力する。希望波及び干渉波のトレーニング信号は無いので、希望波及び干渉波の判定信号を区別することは一般にできない。しかし、干渉波のキヤリア周波数が希望波と異なる場合、もしくは干渉波の変調方式が希望波と異なる場合などでは、区別が可能であり判別回路 4 8は希望波及び干渉波の判定信号を入力として希望波の判定信号を判別して出力する。なお、上述では 1波干渉を例に説明したが、 2波以上の複数干渉波が存在するときでもこの発明を容易に適用できる。

上述の各種実施例で説明したこの発明による受信機をダイバーシチ構成にすることができ、その場合の実施例を図 1 9に示す。この図 1 9に示す構成は、図示してない 2つのアンテナに対応して図 4における希望信号推定部 1 0、干渉信号推定部 2 0、誤差推定部 3 0、伝送路パラメータ推定部 5 0がそれぞれ 2系列設けられ、それぞれの受信信号 y！ (n)、 y ₂ (n)から推定受信希望信号と推定受信干渉信号と誤差推定部 3 0 , , 3 0₂ で減算し、推定誤差信号 _{£ 1} 、 ε ₂ を得る。これら推定誤差信号 ε ^ 、 s ₂ から、それぞれ尤度計算部 4 1 , 、 4 1₂ で自乗誤差 | _{£ 1} 、 I E I ² を計算し、尤度信号（ブランチメトリック）一 I _ε 1 I ² 、一 I ε ₂ I ² を得る。これらを加算器 4 1 0によって加算して 1つの尤度信号（ブランチメトリック）一 I s l ² を得る。加算器 4 1 0の出力一 I ε I ² は、この実施例では図 8と同様に希望信号と干渉信号に共通に設けた最尤系列推定器 4 6に与えられ、それに基づいて希望信号系列および干渉信号系列の推定が行われる。変調信号発生部 4 4、 4 5からの複素シンボル系列候補は 2系統の希望信号推定部 1 0 ! 、 1 0₂ および干渉信号推定部 2 0 、 2 02 にそれぞれ与えられるとともに、タップ係数制御部 5 0 1 . 5 02 に与えられる。これら各部の動作は図 4および図 8の説明から明らかなので説明を省略する。このダイバーシチ構成は、 2つ以上の複数のアンテナからの受信信号がある場合にも希望信号推定部 1 0、干渉信号推定部 2 0、誤差推定部 3 0、伝送路パラメータ推定部 5 0をそれぞれ複数系列設け、状態推定部 4 0にて、それぞれ尤度計算し、これらの加算により最尤推定を行うことができる。

ところで、この発明の受信機においては、最尤系列推定器により希望信号と干渉信号の両方の信号系列を共通の誤差信号から得られる尤度信号を用いて最尤系列推定する。従って、希望信号と干渉信号の振幅と位相が特定の関係になったときに希望信号と干渉信号の識別が困難となる場合がある。この現象を図 20A, 20 B, 20C, 及び図 20D, 20E, 20F, を参照して説明する。ここでは B P S K変調方式を取り上げるが、他の変調方式においても同様の現象が生じる。

図 20A, 20B, 20C, は希望信号と干渉信号の信号点を分離識別できる場合の一例である。図 20Aの希望信号と、希望信号対干渉信号電力比（C I R) が 3 d Bであり、かつ相対的な位相関係が 0である図 20Bの干渉信号が受信された場合の合成受信波を図 20Cに示す。いずれも I Q平面上で表示したものである。図 20 Cにおいて例えば、（C 1 ； C 0 ) は、希望信号の複素シンポルが C 1で、干渉信号の複素シンボルが C 0であることを表すこととする。図 20Cでは、希望信号と干渉信号に振幅レベル差や位相差があるので、希望信号と干渉信号の合成された受信信号点は 4点となり、分離判定できる。

一方、図 20D, 20E, 20Fは、希望信号と干渉信号の信号点が分離識別できない一例である。図 20Fでは、図 20Dの希望信号と、等振幅、同位相の関係にある図 20Eの干渉信号が重畳した場合の合成受信波の位相空間ダイヤグラムである。図 20Fにおいて希望信号と干渉信号の複素シンボルの組が（C O ； C 1 ) と（C 1 ; C O ) の場合、共に合成受信波の信号点が原点で重なり、実際に送信された信号が、（C O ； C 1 ) であるのか（C 1 ； C 0 ) であるのかを合成受信波から区別することができない。

上述した希望信号と干渉信号の振幅と位相が特別な関係となる場合に発生する伝送特性の劣化には、ダイバーシチ受信が有効である。図 21は、本発明による受信機 1 0 0をダイバーシティ構成にした場合の送受信系の構成を表している。同図において受信アンテナ 1には、希望局 2 0 0から伝送路 D 1を経た希望信号と干渉局 3 0 0から伝送路 U 1を経た干渉信号が到達する。また ¾信アンテナ 2には、希望局 2 0 0から伝送路 D 2を経た希望信号と干渉局 3 0 0から伝送路 U 2 を経た干渉信号が到達する。受信アンテナ 1及び 2からの合成受信波はそれぞれ局部発振器 3からの局部信号により準同期検波器 1 0 1 , 1 0 2により準同期検波され、それら検波出力が A Z D変換点 1 0 3 , 1 0 4でディジタル信号に変換された信号 y ^n) , y ₂ (n)が例えば図 1 9で示したようなダイバ一シティ構成の受信機 1 0 0に入力される。ダイバーシティ受信においては、受信アンテナ 1 と受信アンテナ 2は距離的に離れて設置され、これら受信アンテナ間には経路差が生じる。またフエ一ジングがある場合においてもフェージングの相関は低い。従つて、ダイバーシティ受信により、受信アンテナ 1及び 2でそれぞれ受信され、検波された合成受信信号 y！ (n)及び y ₂ (π)の希望信号成分と干渉信号成分の振幅及び位相関係が、同時に上述した信号分離が不可能となる振幅位相関係になる確率を非常に小さくすることができ、上述した信号分離ができないことによる特性劣化を改善することができる。

希望信号と干渉信号の振幅及び位相関係が特定の条件になる場合に発生する伝送特性の劣化は、希望送信信号と干渉送信信号の振幅及び位相をバースト毎に可変し、振幅及び位相の関係が劣化条件にならないようにすることで改善できる。その場合の通信システムの構成例を図 2 2及び 2 3に示す。この通信システムに使用される受信機 1 0 0は前述したこの発明の各種実施例で示した受信機を使うことができる。図 2 2の通信システムでは、希望局 2 0 0と干渉局 3 ひ 0で異なる疑似ランダム系列を発生する Ρ Ν信号発生器 2 0 1， 3 0 1を用いて、 0から 2 7Γまでのランダムな位相をそれぞれ発生させ、移相器 2 0 3 , 3 0 3により送信信号発生器 2 0 2 , 3 0 2からの送信信号の位相をバースト毎にランダムに変化させて希望信号と干渉信号とで伝送特性が劣化する特定の位相関係に留まる確率を減らし、伝送特性の劣化を低減している。また、この通信システムの例ではこのとき隣接する干渉局 3 0 0と希望局 2 0 0に対し共通のタイミング信号を夕ィミング信号発生器 9 0から与え、希望局 2 0 0と干渉局 3 0 0の間で送信バーストのタイミングを取って互いに一定のレベル差となるように送信電力制御部 2 0 4 , 3 0 5によりバースト毎に送信信号の電力を制御すると伝送特性の劣化が更に改善される。

また、図 2 3は希望信号と干渉信号の振幅及び位相関係が特定の劣化条件にならないように送信信号の振幅と位相を制御する他の実施例である。同図において希望局 2 0 0と干渉局 3 0 0には、図 2 2の構成において共通のタイミング信号で送信電力を制御する代わりに、互いに異なる P N系列を発生する第 2の P N発生器 2 0 5 , 3 0 5が設けられている。各 P N発生器 2 0 5 , 3 0 5で発生した P N系列により、希望信号及び干渉信号の振幅を送信電力制御部 2 0 4 , 2 0 5 において、バースト毎にランダムに変化させる。従って希望信号と干渉信号の振幅及び位相が、伝送特性の劣化する特定の関係に留まらないように制御する。上述したようにこの発明の受信機において、希望信号と干渉信号の振幅及び位相が特定の関係になるときに発生する伝送特性の劣化は希望信号及び干渉信号の位相及び振幅を送信側で制御することで改善できる。なお、図 2 2 , 2 3の各実施例において振幅の制御と位相の制御のうちいずれか一方を省略してもよい。また、希望局 2 0 0と干渉局 3 0 0の振幅、位相をバーストごとではなく、連続的に独立して可変させてもよい。また、この時の変動は、タップ係数の更新に用いられる適応アルゴリズムが伝送路変動への追従できる範囲で行うことが望ましい以上説明したように、本発明では受信信号サンプル値から希望信号推定値を減算した誤差信号に含まれる干渉信号成分を干渉信号推定値を用いて除去することができる。このため、希望信号の最尤系列推定に用いられる尤度信号から干渉波の影響を取り除くことができ、その結果、受信信号に干渉波が含まれている場合でも干渉波による受信性能の劣化を抑制し、良好な受信性能を得ることができる本発明の効果を定量的に示すため、図 24Aにレイリーフエージング伝搬路における平均ビット誤り率特性を示す。この図の曲線 Aは、本発明を図 1 9に示すダィバ一シチ構成にした受信機の特性である。また、図 24Aには従来の適応等化機能を有する最尤系列推定を用いたダイバーシチ型受信機の特性を曲線 Bで示してある。図 24Aの横軸には希望信号と干渉信号の電力比（平均 C I R ) を、縦軸には平均ビット誤り率を示す。図 24Aに示すように、本発明を用いた受信機の特性は平均 C I Rが一 5 d Bのとき、すなわち干渉信号レベルが希望信号レベルより 5 d Bも高い状況においても平均ビット誤り率を 1 0— ²以下にすることができる優れた特性を有する。また、図 24Bの曲線 Bに干渉信号が 2波ある場合のこの発明の受信機の特性を示す。受信機はダイバーシティ構成である。この図より、本発明により干渉波が 2波ある場合においても干渉波を除去できるこがわかる。前述の各実施例においては希望信号と干渉信号との変調方式が同じであり、例えば図 4における変調信号発生部 4 4と 4 5は同じ構成であることを前提に説明をしてきたが、この発明は更に、希望信号と干渉信号との変調方式が異なる場合にも適用することが可能である。

図 4、 8、 1 0、 1 1、 1 2、 1 4の各実施例において希望信号と干渉信号の変調方式が異なる場合の変調信号発生部 4 4及び 4 5の一構成例を共通に図 2 5 に示す。最尤系列推定器 4 2または 4 3、または最尤判定器 4 7または 4 8より得られる希望信号系列候補（シンボル系列候補）または干渉信号系列候補（シンボル系列候補）をマツビング論理回路 4 4 Aにより I Q複素信号平面上の信号点にマッピングする。同相直交信号変換部 4 4 Bは、マッピング論理回路 4 4 Aの出力を対応する複素信号の同相成分（実部）信号 Iと直交成分（虚部）信号 Qに変換する。

ここで、一例として希望信号が D Q P S K変調方式、干渉信号が π / 4 シフト D Q P S K変調方式を用いている場合について説明する。本実施例の場合のマツビング論理回路 4 4 Αの一例を図 2 6に示す。本実施例では、最尤系列推定器 4 2または 4 3から出力されるシンボル系列は 2ビットの情報 { a 1 n , a 2 n } としてマツビング論理回路 4 4 Aに入力される。入力された 2ビッ卜の情報は、マッピング論理回路 4 4 Aが希望信号用変調信号発生部 4 4の場合は図 2 7に示す DQP SK参照テーブルを有する論理変換部 4 4 1により、干渉信号用変調信号発生部 4 5の場合は図 2 8に示す 71 4シフト DQP S K参照テーブルを有する論理変換部 4 1によりそれぞれ 3 b i tで表される位相差情報 {b i n, b 2 n, b 3 n} に変換される。位相差情報は、加算器 4 4 2およびメモリ回路 4

4 3により差動符号化され、 3ビットの信号点位置情報 { c 1 n, c 2 n, c 3 n} として出力される。ここで、 nは時刻 t = nT (Tは送信シンボル周期）を表す。信号点位置情報は、図 2 5中の同相直交信号変換部 4 4 Βに入力され、図 2 9で表される Iチャネルおよび Qチャネルの複素信号に変換され出力される。この実施例では、図 2 7および 2 8の参照テーブルを希望信号と干渉信号でそれぞれの変調方式に適する変換参照テーブルに構成することで、希望信号と干渉信号の変調信号の変調方式を所望に選ぶことにも容易に対応できることがわかる。この実施例では、 DQP SK、 /4シフト DQP SKの場合について説明しているが、更に希望波および干渉波に対する図 2 0の変調信号発生部 4 4又は 4 5 をそれぞれの変調方式に適した回路に入れ換えることで、 QAM、 GMSK、 P

5 K、オフセット QP S K、さらにトレリス符号化変調方式などの場合に対しても容易に実現できる。また、 2つ以上の干渉信号が存在する場合でも、干渉信号の数だけそれぞれの干渉信号の変調方式に適した変調信号発生部 4 4、 4 5を用いることで同様に実現できる。

前述の各実施例で示したように、本発明では希望信号と干渉信号を同時に推定している。希望信号と干渉信号の受信信号レベルが等しい場合には、希望波と干渉波が合成された受信信号において、複数の信号点が重畳し、正しい信号系列の推定が困難となる場合がある。このような場合には、上述のように希望信号と干渉信号に互いに異なった変調方式を用いると、信号点の識別が可能となる。しかし、一般に、異なった変調方式を同一システムに混在させることは困難であることが多い。このような場合には、送信信号に符号化を用いることにより、重畳した信号点から、希望信号と干渉信号の正しい組合せを選択することができる。簡易な方法として、変調方式にトレリス符号化変調方式を用いることができる。トレリス符号化変調方式では、送信シンボル数を増加させることにより、符号化による伝送ビットレートの低下を防ぎ、同時に送信シンボルの状態遷移に制限を与えることができる。従って、一定の拘束長に渡って信号を観測することができ、等レベルの希望信号と干渉信号の重畳によって生じる希望信号と干渉信号の識別不能を回避できる確率が大きくなり、平均ビット誤り率特性を向上させることが可能となる。また、トレリス符号化において、希望信号と千渉信号で異なる符号器を用いることにより、希望信号と干渉信号の識別不能をさらに回避することが可能となる。また、トレリス符号化変調は、フージング伝搬路において特性が劣化する場合がある。この場合、希望信号と干渉信号の受信信号レベル、伝搬路のフヱージングの状況に応じて、スィッチで切り替えて、トレリス符号化変調を動作させることが有効である。

このように本発明では、希望信号系列と干渉信号系列を推定した結果を用いて、伝送路推定を行っている。従って、希望信号系列および干渉信号系列の誤判定は、伝送路推定に大きな影響を及ぼす。図 1 9の実施例の效果を表す図 24Aを見ると、平均希望信号対干渉信号電力比が、大きくなるにもかかわらず、 1 5 d B 付近で本発明の平均ビット誤り率が、僅かではあるが増加していることがわかる。この劣化の傾向は、伝搬路の状況により、さらに顕著となる場合がある。これは、以下のように説明できる。平均希望信号対干渉信号電力比が大きくなると、干渉信号の受信信号レベル自体は低くなるが、同時に干渉信号の信号対雑音比が悪化することになり正しい干渉信号系列の推定が困難になる。その結果、誤った干渉信号系列を用いて干渉信号の伝送路推定を行うこととなり、干渉信号推定部の変換パラメータ（タップ係数）の推定精度が著しく劣化する。従って、推定受信干渉信号が著しく不正確となり、推定誤差信号が影響をうける。その結果、状態推定部において干渉信号系列のみならず、希望信号系列の推定精度も著しく劣化する。このような場合には、予め送信時に送信データに畳み込み符号化を行い、受信側において誤り訂正により信号対雑音比の悪化による系列推定誤りの低減を図ることで解決できる。

送信側で畳み込み符号化を行うと、信号の伝送ビットレートが低下するが、トレリス符号化変調と異なり、符号化方法の自由度が大きい利点ある。符号化の方法の一実施例としては、平均希望信号対干渉信号電力比で決定される干渉信号のレベルが伝送路推定に影響を与えない程度に小さくなり、かつ、そのときの干渉信号の信号対雑音比の値において干渉信号の信号系列誤りが少なくなるような符号を選ぶ方法がある。移動通信などでは、伝搬路がマルチパス伝搬となる場合がある。このような伝搬環境では、受信機で、送信データ系列符号化による畳み込みの復号と遅延波等による伝搬路の畳み込みによる影響の等化を同時に行うことが有効である。これは、図 4の状態推定部 4 0において、送信データ系列の畳み込み符号化を考慮して状態数の遷移を制限し、最尤推定系列推定をおこなうことで実現できる。送信データ系列の畳み込み符号化は、希望信号と干渉信号で同一の符号を用いることも、異なる符号を用いることもできる。また、希望信号と干渉信号の誤り率の状況により必要に応じて、送信データ系列の符号化装置を動作させたり、停止させたりすることも有効である。このとき、本発明の畳み込み狩号化に対応したトレリスを持つ状態推定部と、畳み込み符号化に対応しないトレリス、すなわち、伝搬路の畳み込みのみを考慮したトレリスを持つ状態推定部とを、選択切り換えて使用する。

Claims

請求の範囲

1 . 伝送路パラメータに従つて希望信号系列候補を推定受信希望信号に変換して出力する希望信号推定手段と、

伝送路パラメータに従って干渉信号系列候補を推定受信干渉信号に変換して出力する干渉信号推定手段と、

受信信号から前記希望信号推定手段の出力する推定受信希望信号と前記千渉信号推定手段の出力する前記推定受信干渉信号とを減算して推定誤差信号を生成する誤差推定手段と、

予め決めた複数の遷移する状態の系列に対応する複数の希望信号系列候補と複数の干渉信号系列候補を発生して前記希望信号推定手段と前記干渉信号推定手段にそれぞれ与えるとともに、前記誤差推定手段が対応して生成する推定誤差信号に基づいて前記受信信号に含まれる希望信号系列と推定される前記希望信号系列候補の 1つを系列判定結果として出力する状態推定手段と、

前記希望信号系列と、前記干渉信号系列と、および前記誤差推定信号とに基づ、て適応ァルゴリズムにより前記希望信号推定手段と前記干渉信号推定手段の伝送路パラメータを制御する制御手段と、

を含む受信機。

2 . 請求項 1に記載の受信機において、前記希望信号推定手段及び前記干渉信号推定手段はそれぞれあらかじめ決めたタツプ数を有する第 1及び第 2 トランスバーサルフィルタにより構成され、前記制御手段は前記伝送路パラメータとして伝送路ィンパルスレスポンスを表す第 1及び第 2タップ係数べクトルを生成しそれぞれ前記第 1及び第 2 トランスバーサルフィルタに与える。

3 . 請求項 2に記載の受信機において、前記状態推定手段は前記希望信号の遷移状態について希望信号シンボル系列候補を生成し、前記誤差推定手段からの推定誤差に基づいて前記候補を最尤系列推定する第 1最尤系列推定手段と、前記第 1 最尤系列推定手段からの前記希望信号シンボル系列候補を変調して前記希望信号系列候補を出力し前記希望信号推定手段に与える希望信号用変調信号発生手段と、前記干渉信号の遷移状態について干渉信号シンボル系列候補を生成し、前記誤差推定手段からの推定誤差に基づいて前記候補を最尤系列推定する第 2最尤系列推定手段と、前記第 2最尤系列推定手段からの前記干渉信号シンボル系列候補を変調して前記干渉信号系列候補を出力し前記干渉信号推定手段に与える干渉信号用変調信号発生手段とを含む。

4 . 請求項 2に記載の受信機において、前記状態推定手段は前記希望信号についての遷移状態と前記干渉信号についての遷移状態との組合せから成る各状態系列について希望信号シンポル系列候補と干渉信号シンボル系列候補の複数の組を生成し、これに対する前記誤差推定手段からの推定誤差に基づいてそれらの前記候補の組を最尤系列推定する最尤系列推定手段と、前記最尤系列推定手段からの前記候補の組から得られる希望信号シンボル系列候補と干渉信号シンポル系列候補をそれぞれ変調して前記希望信号系列候補と前記干渉信号系列候補を出力し、前記希望信号推定手段と前記干渉信号推定手段にそれぞれ与える希望信号用変調信号発生手段と干渉信号用変調信号発生手段とを含む。

5 . 請求項 2に記載の受信機において、前記状態推定手段は前記希望信号の各状態系列について複数の希望信号シンボル系列候補を生成し、それらの希望信号シンボル系列候補に対する前記誤差推定手段からの推定誤差に基づいてそれらの前記候補を最尤系列推定する最尤系列推定手段と、上記最尤系列推定手段からの前記希望信号シンボル系列候補を変調して前記希望信号系列候補を出力し前記希望信号推定手段に与える希望信号用変調信号発生手段と、前記干渉信号の各状態系列について複数の干渉信号シンボル系列候補を生成し、それらの干渉信号シンポル系列候補に対する前記誤差推定手段からの推定誤差に基づいてそれらの前記候補を最尤判定する最尤判定手段と、上記最尤判定手段からの前記干渉信号シンポル系列候補を変調して前記干渉信号系列候補を出力し前記干渉信号推定手段に与える干渉信号用変調信号発生手段とを含む。

6 . 請求項 2に記載の受信機において、前記状態推定手段は前記希望信号の各状態系列について複数の希望信号シンボル系列候補を生成し、それらの希望信号シポル系列候補に対する前記誤差推定手段からの推定誤差に基づいてそれらの前記候補を最尤判定する最尤判定手段と、上記最尤判定手段からの前記希望信号シンボル系列候補を変調して前記希望信号系列候補を出力し前記希望信号推定手段に与える希望信号用変調信号発生手段と、前記干渉信号の各状態系列について複数の干渉信号シンボル系列候補を生成し、それらの干渉信号シンボル系列候補に対する前記誤差推定手段からの推定誤差に基づいてそれらの前記候補を最尤系列推定する最尤系列推定手段と、上記最尤系列推定手段からの前記干渉信号シンボル系列候補を変調して前記干渉信号系列候補を出力し前記干渉信号推定手段に与える干渉信号用変調信号発生手段とを含む。

7 . 請求項 2に記載の受信機において、前記状態推定手段は前記希望信号の各状態系列について複数の希望信号シンボル系列候補を生成し、それらに対する前記誤差推定手段からの推定誤差に基づいてそれらの前記候補を最尤判定する最尤判定手段と、上記最尤判定手段からの前記希望信号シンボル系列候補を変調して前記希望信号系列候補を出力し前記希望信号推定手段に与える希望信号用変調信号発生手段と、前記干渉信号の各状態系列について複数の干渉信号シンボル系列候補を生成し、それらに対する前記誤差推定手段からの推定誤差に基づいてそれらの前記候補を最尤判定する最尤判定手段と、上記最尤判定手段からの前記干渉信号シンボル系列候補を変調して前記干渉信号系列候補を出力し前記干渉信号推定手段に与える干渉信号用変調信号発生手段とを含む。

8 . 請求項 2に記載の受信機において、前記状態推定手段は前記希望信号の各状態系列について複数の希望信号シンボル系列候補を生成し、それらに対する前記誤差推定手段からの推定誤差に基づいて前記候補を最尤系列推定する最尤系列推定手段と、上記最尤系列推定手段からの前記希望信号シンポル系列候補を変調して前記希望信号系列候補を出力し前記希望信号推定手段に与える希望信号用変調信号発生手段と、前記第 2タップ係数べクトルの逆数により制御され、前記誤差信号から推定した干渉信号系列を生成する逆フィルタ手段と、前記推定された干渉信号系列をシンボル判定して前記干渉信号系列候補として出力するシンボル判定手段とを舍む。

9 . 請求項 2乃至 7のいずれかに記載の受信機において、前記制御手段は前記状態推定手段からの前記希望信号シンボル系列候補と、前記干渉信号シンポル系列候補と、及び前記誤差推定手段からの前記推定誤差信号とが与えられ、適応アルゴリズムに従って各遷移状態毎に保持された複数の前記第 1及び第 2タップ係数べクトルをそれぞれ前記希望信号及び前記干渉信号の取り得る遷移状態ごとに更新するタップ係数更新手段と、前記更新した第 1及び第 2係数べクトルを各遷移状態ごとに保持するタツプ係数保持手段と、前記タップ保持手段から各遷移状態ごとに対応する第 1及び第 2タツプ係数べクトルを選択して前記第 1及び第 2 トランスバーサルフィルタに設定するタツプ係数切り替え手段とを含む。

1 0 . 請求項 3乃至 6記載のいずれかに記載の受信機において、各前記最尤系列推定手段はビタビアルゴリズムに従って推定する手段である。

1 1 . 請求項 2に記載の受信機において、複数の基地局のトレーニング信号を記憶したトレーニング信号記憶手段と、希望波の受信信号中のトレーニング信号区間において前記状態推定手段からの前記希望信号シンボル系列候補と切り替えて希望波のトレーニング信号シンボル系列を前記トレーニング信号記憶手段から前記第 1 トランスバーサルフィルタと前記制御手段に供給する第 1 スィッチ手段とが設けられ、前記制御手段は前記トレーニング信号区間において前記希望波のトレーニング信号シンボル系列の遷移状態ごとに前記推定誤差信号に基づいて前記第 1タップ係数べクトルを適応的に更新する。

1 2 . 請求項 1 1に記載の受信機において、前記トレーニング信号区間において前記状態推定手段からの前記干渉信号系列候補と切り替えて干渉波のトレーニング信号を前記トレーニング信号記憶手段から前記第 2 トランスバーサルフィルタと前記制御手段に供給する第 2スィツチ手段が更に設けられ、前記制御手段は前記トレーニング信号区間において前記干渉波のトレーニング信号の遷移状態ごとに前記推定誤差信号に基づいて前記第 2タップ係数べクトルを適応的に更新する

1 3 . 請求項 1 1又は 1 2に記載の受信機において、前記スィッチ手段は前記変調信号発生手段の入力側に設けられている。

1 . 請求項 2に記載の受信機において、前記希望信号推定手段及び前記干渉信号推定手段の少なくとも一方は前記トランスバーサルフィルタの複素信号出力に干渉波と希望波とのキヤリア中心周波数差分に対応した位相回転を与える複素乗算手段を含む。

1 5 . 請求項 1に記載の受信機において、前記希望信号推定手段と、前記干渉信号推定手段と、前記誤差推定手段と、及び前記制御手段の組を第 1ダイバーシティブランチとし、上記第 1ダイバーシティブランチの組と同様の構成の第 2ダイバーシティブランチが設けられており、前記第 1及び第 2ダイバーシティブランチの上記誤差推定手段にはそれぞれ異なる位置からの受信信号から得られた準同期検波信号サンプル値がそれぞれ与えられ、前記状態推定手段は前記第 1及び第 2ダイバーシティブランチの前記誤差推定手段からそれぞれ出力される推定誤差の自乗を計算する第 1及び第 2自乗手段と、上記第 1及び第 2自乗手段の出力を加算し、加算結果を尤度に対応する尤度信号として出力する加算手段とを含み、前記尤度信号に基づいて前記希望信号シンボル系列候補と前記干渉信号シンボル系列候補の組を生成し、各前記第 1及び第 2ダイバーシティブランチの前記希望信号推定手段、前記干渉信号推定手段及び前記制御手段に供給する。

1 6 . 請求項 1に記載の受信機において、前記状態推定手段は前記希望信号シンボル系列候補に対応する第 1遷移状態系列候補と前記干渉信号シンボル系列候補に対応する第 2遷移状態系列候補を生成する状態系列候補生成手段と、前記第 1 及び第 2遷移状態系列候補にそれぞれ従って順次変調された第 1及び第 2シンポル系列候補を前記希望信号系列候補及び干渉信号系列候補としてそれぞれ発生する第 1及び第 2変調信号発生手段とを含む。

1 7 . 請求項 1 6に記載の受信機において、前記第 1及び第 2変調信号発生手段は与えられた遷移状態系列をそれぞれ所望の変調形態の第 1及び第 2変調シンボル系列に変換する第 1及び第 2マツピング論理回路手段と、前記第 1及び第 2マッビング論理回路手段からの前記第 1及び第 2変調シンボル系列をそれぞれ前記希望信号シンボル系列候補と前記干渉信号シンボル系列候補に変換して出力する第 1及び第 2変換手段とを含む。

1 8 . 誤差推定手段と、状態推定手段と、希望信号推定手段と、干渉信号推定手段と、伝送路推定手段とを含む受信機において受信信号から干渉信号を除去する方法であり、以下のステップを含む：

A . 準同期検波信号サンプル値が前記誤差推定手段に入力されるごとに希望波と干渉波のそれぞれの受信信号に対する複数の遷移状態系列候補に対応した複数の第 1 シンボル系列候補と複数の第 2シンポル系列候補を前記状態推定手段により順次生成し、

B . 前記希望信号推定手段と前記干渉信号推定手段においてそれぞれ各前記第 1及び第 2シンポル系列候補と前記伝送路推定手段からの前記希望波と干渉波の伝送路ィンパルスレスポンス推定値とを畳み込み演算してそれぞれ推定受信希望信号と推定受信干渉信号とを生成し、

C . 前記誤差推定手段において前記サンプル値から前記推定受信希望信号と前記推定受信干渉信号とを減算して推定誤差信号を生成し、

D . 前記状態推定手段により各前記第 1及び第 2 シンボル系列候補の組に対する前記推定誤差信号に対応した尤度を求め、尤度が最大となる前記希望信号系列候補を判定し、判定結果として出力する。

1 9 . 請求項 1 8に記載の方法において、希望波のトレーニング信号区間において前記第 1 シンボル系列候補の代わりに希望波のトレーニング信号と対応するシンボル系列を前記希望信号推定手段と前記伝送路推定手段に与え、前記伝送路推定手段は最大尤度となる干渉波の前記シンボル系列候補に対応する前記伝送路ィンパルスレスポンス推定値を出力する。

2 0 . 請求項 1 8に記載の方法において、干渉波のトレーニング信号区間において前記第 2シンボル系列候補の代わりに干渉波のトレーニング信号と対応するシンボル系列を前記干渉信号推定手段と前記伝送路推定手段に与え、前記伝送路推定手段は最大尤度となる希望波の各前記シンボル系列候補に対応する前記伝送路ィンパルスレスポンス推定値を出力する。

2 1 . 請求項 1 8に記載の方法において、前記ステップ Aは前記伝送路推定手段が受信信号の所定の区間において状態数を希望波と干渉信号の可能な遷移状態数より大きい値に設定することにより前記第 1及び第 2シンボル系列候補の数を増大し、前記伝送路推定手段は前記所定の区間において最大尤度となる希望波と干渉波の前記第 1及び第 2シンボル系列候補に対応する前記伝送路ィンパルスレスポンス推定値を出力する。

2 2 . 請求項 1 8に記載の方法において、前記希望波及び干渉波のトレーニング信号区間において、前記第 1及び第 2シンボル系列候補の代わりに前記希望波のトレーニング信号及び干渉波のトレーニング信号にそれぞれ対応するトレ一ニング信号シンボル系列を前記希望信号推定手段及び前記干渉信号推定手段にそれぞれ与えると共に、前記伝送路推定手段にも与え、前記トレーニング信号区間における前記誤差推定手段の推定誤差が最小となるように前記希望信号推定手段及び前記干渉信号推定手段に与える伝送路ィンパルスレスポンス推定値を決めるステップむ。

2 3 . 請求項 2 2に記載の方法において、前記受信機は受信され得る異なるトレ —ユング信号に対応する複数の既知のトレーニングパターンを予めメモリ手段に格納しており、受信信号と最も相関の高いトレーニング信号シンボル系列を与えるトレーニングパターンを選択し、その選択されたトレーニングパターンに対応するシンボル系列を前記トレーニング信号シンボル系列として使用する。

2 4 . 請求項 2 2又は 2 3に記載の方法において、前記希望波及び干渉波のトレ一二ングパターンとては、それらのシンボル系列の自己相関が大きく、かつそれらシンポル系列間の相互相関が小さいものが予め決められている。

2 5 . 請求項 2 4に記載の方法において、前記トレーニングパターンはそれらのシンボル系列が互いに直交するように決められている。

2 6 . 請求項 1 8の方法において、前記希望信号と前記干渉信号の組み合わせの予め決めた取り得る各遷移状態について状態遷移パスメトリックが最大となるパスをビタビアルゴリズムに従って選択し、各時点において各状態についてパスを選択する毎に、その選択されたパスに対応する前記第 1及び第 2シンボル系列候補に基づいて前記希望信号と前記干渉信号に対する伝送路パラメータを更新するステップを含む。

2 7 . 請求項 1 8に記載の方法において、前記希望信号の取り得る各遷移状態と前記干渉信号の取り得る全ての遷移状態のそれぞれとの組み合わせから成る状態グループが規定され、隣接する時点間の状態の遷移は各状態グループ間でパスメトリックを最大にする 1つのパスのみに制限され、前記パスメトリックに従って 1つのパスを選択する毎に選択された状態遷移に対応する前記希望信号と干渉信号の前記第 1及び第 2シンボル系列候補に基づいて前記希望信号と干渉信号の伝送路ィンパルスレスポンスを更新するステツプを舍む。

2 8 . 複数の送信局から送信される信号のうち、希望信号を請求項 1に記載の受信機を使って受信する通信システムであり、前記複数の送信局はそれぞれ疑似乱数を発生する乱数発生手段と、前記疑似乱数に対応した位相量だけ送信すベき信号の位相を変化させる移相手段とを合む。

2 9 . 請求項 2 8に記載の通信システムにおいて、少なくとも 2つの前記送信局に対し共通のタイミング信号をそれぞれ供給するタイミング発生手段と、前記送信局は与えられた前記タイミング信号に基づいて互いに振幅が異なるように送信信号の振幅を制御する送信電力制御手段をそれぞれ含む。

3 0 . 複数の送信局から送信される信号のうち、希望信号を請求項 1に記載の受信機を使つて受信する通信システムであり、各前記送信局は疑似乱数を発生する乱数発生手段と、前記疑似乱数に対応して送信すベき信号の振幅を変化させて送信する電力制御手段とを含む。

3 1 . 請求項 3 0に記載の通信システムにおいて、各前記送信局は第 2の疑似乱数を発生する第 2ランダム発生手段と、前記送信すベき信号の位相を前記第 2疑似乱数に対応した量だけ変化させる移相手段とを含む。

3 2 . 請求項 2 8、 2 9又は 3 1に記載の通信システムにおいて、各前記送信局は信号をバース卜で送信し、前記移相手段はバースト毎に前記送信信号の位相を前記乱数に基づいて変化させる。