WO1999065138A1 - Dispositif de commande d'un moteur - Google Patents

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WO1999065138A1
WO1999065138A1 PCT/JP1999/003021 JP9903021W WO9965138A1 WO 1999065138 A1 WO1999065138 A1 WO 1999065138A1 JP 9903021 W JP9903021 W JP 9903021W WO 9965138 A1 WO9965138 A1 WO 9965138A1
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WO
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phase
current
motor
excitation
signal
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PCT/JP1999/003021
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French (fr)
Inventor
Hui Chen
Kouji Matsuda
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Nsk Ltd.
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/006—Controlling linear motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2209/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the waveform of the supplied voltage or current
    • H02P2209/07—Trapezoidal waveform

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive control device suitable for driving and controlling a motor having a plurality of excitation phases, such as a brushless motor and a linear motor, using a rectangular wave.
  • a brushless motor used as a drive source of a power steering device of an automobile is a motor having three or more excitation phases, and the drive is performed by a square wave excitation current.
  • the motor drive circuit In the case of a five-phase brushless motor, the motor drive circuit generally has a five-phase (a-phase) that surrounds the outer peripheral surface of the motor mouth at an electrical angle of 72 ° apart.
  • B-phase, c-phase, d-phase, and e-phase) excitation coils a to e are excited simultaneously in four phases under the control of a control circuit such as a microcomputer. It is sequentially switched and excited by a square wave current to rotate the mouth.
  • the motor current In this four-phase excitation method, the motor current always flows in four of the five phases, but in order to make the current flow in each phase in a well-balanced manner, the resistance of each excitation coil is all equal. It is formed as follows. In the four-phase excitation method of a five-phase brushless motor, of the five phases, the phase through which the motor current flows is called “ON phase”, and the phase that does not flow is called “ ⁇ F F phase”.
  • Such a motor drive circuit is composed of 10 field effect transistors (FET). These 10 transistors are connected in series to form the corresponding two transistors to form five series transistor circuits, each connected between the positive and negative terminals of the power supply, and the two transistors in each series transistor circuit.
  • the connection of the transistor is connected to the coil circuit of the motor by connecting the outer ends of five exciting coils a to e, each of which is star-connected in a Y-shape.
  • the direction and length of the excitation current (rectangular wave) supplied from the motor drive circuit to each excitation coil are, for example, as shown in FIG. 1 with respect to the value of the rotation angle (electrical angle) of the rotor. That is, The excitation coil is switched one phase at a time every 36 ° in electrical angle, and one phase coil is excited for 144 ° in electrical angle to rotate the mouth continuously.
  • the electrical angle is 0, 0 ⁇ 0 ⁇ 36 °, 36 ° ⁇ 0 ⁇ 72 °, 72. ⁇ 0 ⁇ 108 °, 108.
  • the current of phase a flows in the positive direction in sections (1) and (2), flows in section (3) in 0, and flows in the negative direction in section (4) to section (7).
  • At 0, flows from section (9) to section (10), and flows again in section (1) in the positive direction.
  • the b-phase current flows from section (1) to section (4) in the positive direction, 0 in section (5), negative direction in section (6) to section (9), 0 in section (10), and Flow again in the positive direction in section (1).
  • the c-phase current flows in the negative direction in section (1), 0 in section (2), flows in the positive direction in section (3) to section (6), 0 in section (7), and section from section (8). After (10), it flows again in the negative direction in section (1).
  • the current of the cl phase flows in the negative direction from section (1) to section (3), 0 in section (4), flows in the positive direction in section (5) to section (8), and 0 in section (9), and It flows again in the negative direction from section (10).
  • the e-phase current flows 0 in section (1), flows in the positive direction in section (5) from section (2), flows in the positive direction in section (6), and flows in the positive direction in section (10) from section (7). It becomes 0 in section (1). Therefore, at the boundary between sections (1) to (10) (when switching every 36 electrical degrees), two of the five excitation coils are switched in the opposite direction.
  • the rising current of the a-phase gradually increases from 0 to a constant positive value during the time ⁇ t, while the falling current of the d-phase increases by a time ⁇ tl (mode) shorter than the time ⁇ t.
  • Evening circuit time constant Decreases from a constant positive value to 0.
  • the other three phases b, c, and e are not switchable, but when the currents of the five phases are represented by, i h , i r , i ri , i P
  • the following relationship exists between the currents of + + i-one " b + r 1 ...
  • the rising and falling current change rates of the two phases are different for the following reasons.
  • the power supply voltage supplied to the motor drive circuit is Vb
  • the voltage at the center connection point of the star-connected excitation coils a to e is Vn.
  • the section of time ⁇ 1 is defined as 1
  • the d-phase (OFF-phase) current i d which is switched from positive to 0, is 1 Vn, the back electromotive force E d of the coil, and the rate of change according to the time constant of the motor circuit.
  • the current flowing through the motor drops from half (IZ2) to zero.
  • V OTF — Vn_Ed and 0, and Vn is approximately Vb / 2.
  • the current i a of a phase to be switched positively from 0 (ON phase), voltage Vb, - Vn, rises from 0 for a change rate in accordance with the time constant of the counter-electromotive voltage E a and motor evening circuit of the coil but this time, when the voltage applied to the equivalent circuit of the oN-phase and V 0N V 0N Vb ⁇ Dutyl ( duty ratio of the rectangular wave) - Vn-a E a.
  • the current i d is expressed by the following equation (2) using the OFF-phase equivalent circuit.
  • T is the electrical time constant of the equivalent circuit
  • R is the resistance of the equivalent circuit.
  • the current i a is expressed by the following equation by the equivalent circuit of the ON phase.
  • the time (A t) at which the ON-phase current i a rises from 0 to IZ2 is longer than the time (A tl) at which the current i d of the FF phase falls from 1/2 to 0.
  • the current i a of the ON phase at the end of the interval 1 does not reach 1/2, and is rising.
  • the two phases to be switched (for example, the a phase and the d phase in FIG. 1) have different rates of rise and fall, so that the switching is performed.
  • the currents in the non-existing phases eg, b-phase, c-phase, e-phase
  • fluctuate and these current fluctuations cause excessive torque fluctuation.
  • the current of each phase It is necessary to detect the current of each phase for the control, and two or more current detection circuits are required.
  • the motor drive circuit requires four current detection circuits and four current loops, complicating the drive circuit configuration and cost. There was a problem that also becomes higher.
  • Fig. 3 is a characteristic diagram showing the phase current waveform and the torque waveform of each excitation coil in the conventional 5-phase brushless DC motor drive control device. The end is until the next commutation starts.
  • the energizing period in the OFF-phase pulse width modulation (PWM) drive ends until the next commutation starts.
  • PWM pulse width modulation
  • step 3 occurs where the torque waveform should be originally connected.
  • the step of the torque is large and the effect of the step cannot be ignored.
  • the step in the torque causes vibration and noise during motor rotation.
  • the step in the torque affects the steering feeling and causes noise.
  • the drive duty ratio on the positive side (forward current) (for example, Duty 1; hereinafter, this is referred to as the “upper-stage drive duty ratio”) and the negative side
  • the drive duty ratio (reverse current) is different from the drive duty ratio (for example, Duty 3 and hereinafter referred to as the “lower drive duty ratio”)
  • one current detection circuit is provided in the motor drive circuit. In this case, the rising and falling current change rates of the two phases at the time of phase switching are different, so that the current of the other phase that is not switched at the time of phase switching greatly fluctuates. The fluctuation of the current causes a transient torque fluctuation.
  • the present invention has been made in view of the circumstances described above, and an object of the present invention is to provide a mode that can suppress a current fluctuation that causes a torque fluctuation with a simple circuit configuration without using two or more current detection circuits.
  • An evening driving control device is provided.
  • another object of the present invention is to provide a motor capable of suppressing a step-like torque fluctuation and controlling a torque fluctuation when a brushless DC motor is driven and controlled using a rectangular wave.
  • An object of the present invention is to provide an overnight drive control device. Disclosure of the invention
  • the present invention relates to a motor drive control device for controlling driving of a motor having a plurality of excitation phases, comprising: a driving unit for generating an excitation signal to be supplied to each excitation phase of the motor; Control means for determining the direction of the excitation signal and switching on / off for each time, and the control means controls a rate of change of the excitation signal switched at the time of the switching.
  • the present invention also relates to a motor drive control device that controls the rate of change of the commutation phase current so that the total value of the commutation phase current in the excitation coil of the brushless DC motor does not change.
  • the period during which a drive current is supplied to the OFF phase in the exciting coil by pulse width modulation (the energizing period) is limited so that the residual current of the OFF phase in the current phase becomes zero.
  • the present invention relates to a motor drive control device for controlling the drive of a motor having a plurality of excitation phases without using two or more current detection circuits for detecting the excitation current of the motor.
  • the drive means for generating an excitation signal to be switched on, and control means for determining the direction of the excitation signal and switching on / off for each of the excitation phases, the control means comprising:
  • the excitation signal is generated such that the total value of the excitation current of the excitation phase is kept constant.
  • Fig. 1 is a waveform diagram of the excitation current of each phase in a 5-phase brushless motor
  • Fig. 2 is a diagram showing the current fluctuation and electromagnetic torque fluctuation of each phase when the conventional excitation current is switched
  • Fig. 3 is Characteristic diagram showing phase current waveform and torque waveform of each excitation coil in a conventional brushless DC motor drive controller
  • Fig. 4 is a cross-sectional view of a 5-phase brushless motor
  • Fig. 5 is a functional block diagram of an electric power steering device.
  • FIG. 6 is a functional block diagram of a control circuit used in the device of FIG. 5
  • FIG. 7 is a functional block diagram of a logical operation unit for generating a gate drive signal in FIG. 6, FIG. FIG.
  • FIG. 9 is a diagram showing an operation block constituting the first FET gate drive signal logic operation unit in FIG. 7, and FIG. 9 is a diagram showing an operation block constituting the second FET gate drive signal logic operation unit in FIG.
  • FIG. 10 is a diagram of each phase of the five-phase brushless motor according to the first embodiment. Electromotive voltage and the excitation current falling at the time of switching FIG. 11 is a waveform diagram showing a phase current change rate control gate signal, FIG. 11 is a waveform diagram of each phase driving signal and a row position detection signal generated in the first embodiment, and FIG. 12 is a diagram of the first embodiment.
  • FIG. 13 is a diagram showing a change in current and an electromagnetic torque in each phase when the exciting current is switched, and FIG.
  • FIG. 13 is a diagram showing a back electromotive voltage of each phase and a rising phase when the exciting current is switched in the 5-phase brushless mode according to the second embodiment.
  • FIG. 14 is a waveform diagram showing a gate signal for current change rate control
  • FIG. 14 is a waveform diagram of each phase drive signal and a mouth position detection signal generated in the second embodiment
  • FIG. 15 is an exciting current according to the second embodiment.
  • FIG. 16 shows the current change and the electromagnetic torque change of each phase at the time of switching
  • FIG. 16 shows the back electromotive voltage of each phase and the current change of the rising phase at the time of switching the excitation current in the 5-phase brushless mode according to the third embodiment.
  • FIG. 17 is a waveform diagram showing the rate control gate signal, and FIG. FIG.
  • FIG. 18 is a diagram showing the current change and electromagnetic torque change of each phase when the excitation current is switched according to the third embodiment
  • FIG. 19 is a diagram showing the present embodiment.
  • FIG. 20 is a characteristic diagram showing a phase current waveform and a torque waveform of each exciting coil in the brushless DC motor drive control device according to the present invention.
  • FIG. 20 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the OFF-phase exciting coil when PWM-ON.
  • FIG. 21 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the OFF-phase excitation coil when the PWM is OFF.
  • FIG. 22 is a characteristic diagram showing a PWM waveform, an applied voltage waveform, and a residual current waveform of the OFF-phase excitation coil.
  • FIG. 23 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the OFF-phase excitation coil
  • Fig. 24 is a waveform diagram showing three PWM signals with different duty ratios
  • Fig. 25 is Duty1, Duty3, Duty2. Shows an equivalent circuit for the brushless motor drive circuit with the PWM on.
  • FIG. 26 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a brushless motor drive circuit in which the duty 2 PWM is off and the duty 1 and duty 3 PWMs are on. The figure shows an equivalent circuit for the drive circuit of the brushless motor in which the duty 1 and duty 2 PWMs are off and the duty 3 PWM is on.
  • FIG. 9 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of a drive circuit for a brushless mode in which PWM of Duty 3 and Duty 2 is off.
  • FIG. 4 is a longitudinal sectional view showing the internal structure of a five-phase brushless motor 1 as an example of a motor whose drive is controlled by the apparatus of the present invention.
  • the five-phase brushless motor 1 has a cylindrical housing 2, a rotating shaft 4 disposed along the axis of the housing 2 and rotatably supported by bearings 3 a, 3 b, and a rotating shaft 4.
  • a permanent magnet 5 for motor drive fixed to axis 4 and this permanent magnet 5
  • a stationary stage 6 fixed to the inner peripheral surface of the housing 2 so as to surround it and having five-phase exciting coils 6a, 6b, 6c, 6d and 6e wound therearound;
  • the rotor 7 is constituted by the permanent magnet 5.
  • a ring-shaped permanent magnet 8 for phase detection is fixed near one end of the rotary shaft 4 of the rotor 7, and the permanent magnets 8 are alternately magnetized to the S and N poles at equal intervals in the circumferential direction.
  • the permanent magnet 5 of the rotor 7 is also magnetized with the S pole and the N pole alternately at equal intervals in the circumferential direction.
  • a support substrate 10 made of a ring-shaped thin plate is provided via a stay 9. 0 force
  • the insulating part inside faces the permanent magnet 8. It is arranged as follows.
  • phase detecting element 11 made of, for example, a Hall element is fixed so as to face the permanent magnet 8. It should be noted that, in practice, five phase detection elements 11 (11 a to l 1 e) are provided at appropriate intervals in the circumferential direction corresponding to the drive timings of the excitation coils 6 a to 6 e. Figure 4 shows only one of them.
  • the phase detection elements 11 a to l 1 e output a sensor signal of “H” as a position detection signal when the magnetic pole of the opposing permanent magnet 8 is the N pole, and “L” when the magnetic pole is the S pole.
  • the sensor signal of each is output.
  • Each of these phase detecting elements 11 a to l 1 e can detect the rotational position of the rotor 7 by utilizing the fact that the phase detecting elements 11 a to l 1 e change depending on the magnetic pole of the permanent magnet 8 facing each element, as shown in FIG.
  • Each detection output is input to the rotor position detection circuit 25.
  • the motor drive control unit 20 sequentially switches the excitation coils to be energized one phase at a time while energizing the four-phase excitation coils 6 a to 6 e simultaneously according to the rotational position of the rotor 7. According to the method, the rotor 7 is driven to rotate.
  • the five-phase excitation coils 6 a to 6 e have an outer peripheral surface of the rotor 7 in electrical angle of 72.
  • the coils are arranged so as to be separated from each other, and are connected in a Y-shape to form a coil circuit 12 for motor.
  • the motor current flows through four phases, and the current is inversely proportional to the coil resistance.
  • the coil resistances of 6e are all formed to be equal.
  • the stay 6 has, for example, 30 slots at equal intervals on the inner peripheral surface of a stay core (not shown), and has the same number of protrusions between these slots, of which 5 protrusions are provided.
  • the motor drive controller 20 is composed of a control circuit 21, an FET gate drive circuit 22, a motor drive circuit 23, a current detection circuit 24, and a mouth position detection circuit 25. It has been.
  • the control circuit 21 corresponds to the control means in the present invention
  • the FET gate drive circuit 22 and the motor drive circuit 23 correspond to the drive means.
  • the control circuit 21 is composed of, for example, a microcomputer or the like, and a constant voltage is supplied from a constant voltage source 26.
  • the control circuit 21 controls the drive current supplied from the motor drive circuit 23 to the motor coil circuit 12 based on these input signals.
  • the external circuit 27 is provided with a vehicle speed sensor that generates a pulse signal corresponding to the rotation speed of the output shaft of the transmission of the vehicle.
  • a vehicle speed detection value V obtained from the output and the detection value T including the direction of the torque obtained from the output of the torque sensor that detects the steering torque applied to the input shaft of the steering wheel by referring to the characteristic diagram. It is configured to search for the motor current value to be output and output this as the current command signal Iref.
  • This can be configured by a circuit such as a CPU that executes the above operation.
  • each output of the vehicle speed sensor and the torque sensor is input to the control circuit 21 and the current command I ref May be generated.
  • the motor drive circuit 23 is composed of a total of 10 field-effect transistors Tal to Tel and Ta2 to Te2, five on the power supply side (upper side) and five on the ground side (lower side). .
  • Each of the 10 transistors Tal to Tel and Ta2 to Te2 is connected in series with two corresponding transistors on the upper side and the lower side, and these serially connected transistor pairs (Tal—Ta2, Tbl—Tb2, Tel) — Tc2, Tdl-Td2, Tel—Te2), the upper terminal is connected to the control circuit 21 and the lower terminal is connected to the current detection circuit 24, and the connection part of each transistor pair is connected to each excitation coil. It is connected to the outer ends of 6a to 6e (opposite to the center of the star connection).
  • the gate voltages of the transistors Tal to Te2 are controlled by the control circuit 21 based on the detection signal Sa-e from the mouth position detection circuit 25.
  • the direction and magnitude of the excitation current from the motor drive circuit 23 to each of the excitation coils 6a to 6e are basically the same as in the conventional case, as shown in Fig. 1, and each of the transistors Tal to Te2
  • the on-off timing is as shown in the gate signals in Table 1 below (upper) Gal-Gel and gate signals (lower) As shown in Ga2 to Ge2.
  • the gate signals Gal to Ge2 for turning on and off the transistors Tal to Te2 are represented by "1" and "0", respectively. table 1
  • each transistor is driven at the timing shown in Table 1, and as shown in Fig. 1, the excitation coil is switched one phase at a time every 36 ° in electrical angle, and one phase is electrically switched. Energize for 144 ° at the corner. As a result, the N-pole or S-pole generated in the station 5 moves sequentially, and the port 7 rotates continuously.
  • the current detection circuit 24 is connected to the lower drive of the motor drive circuit 23. It has a current detection resistor connected to the transistor Ta2 to Te2, amplifies the voltage generated at both ends and removes noise, and outputs it as a detection signal of the current I.
  • the mouth-to-mouth position detection circuit 25 outputs the detection signals from the phase detection elements 11 a to l 1 e as the mouth-to-mouth position detection signal Sa-e.
  • the control circuit 21 has a gate setting table indicating the correspondence between the preset combination of the detection signal Sa-e from the rotor position detection circuit 25 and the upper and lower gate signals. Is stored in the storage unit.
  • the gate setting table contains the combination of the detection signals Sa-e corresponding to each of the sections (1) to (10) for each electrical angle of 36 ° in Fig. 1, and the upper row specifying the excitation coil to be set in each section.
  • Correspondence with the lower gate signals Gal to Ge2 is set.
  • “ ⁇ ” of the detection signal Sa-e indicates that the N pole is excited and “L” indicates that the S pole is excited.
  • the abnormal signal is set to “0”, that is, normal, and if the combination is not a combination corresponding to each section (1) to (10), the abnormal signal is set to “1”, that is, abnormal. If the combination does not correspond to the sections (1) to (10), set all the gate signals Gal to Ge2 to '0' so that no current is supplied to the coil circuit 12 in the motor mode. are doing.
  • the FET gate drive circuit 22 is a gate drive signal output from the control circuit 21.
  • the specified voltage is supplied to the gate terminal of the designated transistor based on
  • FIG. 6 is a function block diagram of the control circuit 21. Due to its function, the control circuit 21 includes a current control section 31 and a PWM of an excitation phase in which an excitation current rises (or falls) as described later. It comprises a duty ratio calculator 32, a motor rotation speed calculator 33, and a FET gate drive signal calculator 34.
  • the motor current command signal Iref and the motor current value I detected by the current detection circuit 24 are input to the current controller 31.
  • the current control unit 31 depending on whether higher than a predetermined neutral voltage V c with respect to the torque detection value T from the preparative Rukusensa Detects the direction of torque generation, performs predetermined processing, and outputs an electromagnetic torque direction command signal DRCT that determines the torque direction of motor. Alternatively, a sign is given to the motor current detection value I, the electromagnetic torque direction command signal DRCT is determined by the sign of the motor drive voltage command signal generated by the current control unit 31, and this is output. Is also good.
  • the current control unit 31 calculates and outputs the duty ratio Duty of the first PWM signal for a phase other than the phase whose current change rate is controlled at the time of phase switching, as described later.
  • the motor rotation speed calculation section 33 generates a phase switching signal from the output signal Sa-e from the low / high position detection circuit 25, and detects the motor rotation angular speed ⁇ from the generation frequency of the switching signal.
  • the duty ratio Dutyl of the first PWM signal, the motor current detection value I and the motor rotation angular velocity ⁇ are calculated by a PWM duty ratio of a rising (or falling) phase in which the current change rate is controlled at the time of phase switching. Entered in part 32.
  • the calculation unit 32 calculates the duty ratio Duty2 of the second PWM signal for the phase whose current change rate is controlled as described later.
  • the signals of the two duty ratios Dutyl and Duty2, the electromagnetic torque direction command DRCT and the row position Sa-e are input to the FET gate drive signal calculation unit 34.
  • the arithmetic unit 34 outputs a gate drive (on / off) signal for each FET.
  • the FET gate drive signal operation unit 34 includes a first FET gate drive signal logic operation unit 341, a second FET gate drive signal logic operation unit 342, and an FET gate drive signal. It is composed of a combining operation unit 343.
  • the first FET gate drive signal logic operation unit 341 determines the upper and lower stage FETs of each phase from the duty ratio Dutyl of the first PWM signal, the position detection signal Sa-e, and the electromagnetic torque direction command DRCT.
  • the second FET gate drive signal logic operation unit 342 generates (or falls) the exciting current based on the duty ratio Duty2 of the second PWM signal, the mouth position detection signal Sa-e, and the electromagnetic torque direction command DRCT. ) generates a gate driving signal G PC of the upper and lower FET against phase.
  • the FET gate drive signal synthesis operation unit 343 calculates the above-mentioned two energized section signals G ′ w . And the FET gate driving signal from the G PC.
  • FIG. 8 shows an operation block constituting the first FET gate drive signal logic operation section 341.
  • This operation section 341 is based on the mouth-to-mouth position signal Sa-e and the electromagnetic torque direction command signal DRCT as before.
  • Operation block 34 1a that generates the FET energization interval signal G "w. From the duty ratio Dutyl of the 110 and the first PWM signal, the FET gate drive signal G′u for the excitation phase whose current change rate is not controlled.
  • an operation block 341b that generates
  • FIG. 9 shows an operation block constituting the second FET gate drive signal logic operation section 342 of FIG. 7, and FIG. 9 (A) shows a low position signal Sa-e and a direction command of electromagnetic torque.
  • the signal DRC Ding 'the arithmetic pro click 342 a for generating a PC
  • the gate drive signal G' falling (or rising) phase of the FET gate driving signal G from the duty ratio Duty2 the PC and the second PWM signal showing the operation proc 3 42 b to generate a FET gate one gate drive signal G PC of phase to be switched at the time of switching.
  • the end of the energizing section is the time when the falling of this phase starts, as shown in FIG.
  • the calculation block 342a uses the mouth position signal Sa-e and the electromagnetic torque direction command.
  • the drive signal G ′ PC for the phase in which the exciting current is switched may be generated using the FET gate drive signal G ′′ ⁇ obtained from the signal DRCT. In this case, the calculation is performed more than (A). The amount can be reduced.
  • the control circuit 21 includes the motor current I, the duty ratio Dutyl of the first PWM signal, the motor rotation angular velocity ⁇ , the motor back electromotive force constant Km, the motor drive circuit Calculates the duty ratio Duty2 of the second PWM signal from the six signals of the power supply voltage Vb supplied to the motor and the resistance component R of the motor and the equivalent electric circuit of the drive circuit.
  • the operation expression is represented by the following function f.
  • This function f determines whether the current change rates of the two phases (for example, a-phase and d-phase) that switch the excitation current match or It is set to be about the same.
  • Duty 2. 1 + Duty 2. 2 Dutyl + 0.5+ E / V b
  • Duty 2. ! + Duty 2. 2 2 Duty 1-i R / Vb
  • the current change rate of the falling phase (for example, d phase) is controlled to match the current change rate of the rising phase (for example, a phase) PWM signal.
  • Duty 2 Dutyl of P WM signal to a phase
  • Duty ratio Duty of the PWM signal with respect to the d-phase the equation (18)
  • Duty 2. 1 Dutyl- obtained as 2 i ⁇ R / 2 Vb ... (21).
  • Fig. 10 (B) shows the falling phase (d phase) calculated by the functional block in Fig. 9.
  • current change rate controlling gate drive signal G 'a PC first 1 Figure (C) is the gate drive Doshingo G of the lower FET on the phase calculated by the function block of Figure 8'.
  • (D) shows the phase relationship of each waveform of the mouth-to-mouth position detection signal Sa-e.
  • the gate operation signal G ′′ in FIG. 11 (C) is obtained from the row position detection signal Sa ⁇ e and the electromagnetic torque direction command DRCT in FIG. 11 (D) by the logical operation in FIG. Is generated and this drive signal G "w.
  • the logical operation shown in Fig. 9 (A) allows the falling phase (d) shown in Fig. 10 (B) to be obtained from the mouth position detection signal Sa-e and the electromagnetic torque direction command DRCT shown in Fig. 11 (D). the gate drive signal G 'PC on phase) is generated.
  • the gate drive signal G ′ PC becomes “High” (1) when the gate drive signal G ′′ ⁇ 10 in FIG. 11 (C) becomes “Low” (0).
  • another drive signal G ' PC controls the fall of the current.
  • the gate drive signal of Tdl (one of the upper FETs) of Fig. 11 (C) becomes “Low” at an electrical angle of 18 °
  • the Tdl of Fig. 10 (B) The drive signal G ' PC becomes “High” and then becomes “Low” at the electrical angle of 54 °.
  • the current change rate of the rising phase (for example, a phase) is controlled so that it becomes the same as the current change rate of the PWM signal of the falling phase (for example, d phase).
  • the duty ratio Dutyw 20 of P WM signal to d-phase the duty ratio Duty 2. 2 of the PWM signal for a phase, the equation (18)
  • Duty 2. 2 Dutyl + 0.5 + Km ⁇ ⁇ 2 Vb... (22) or from equation (19)
  • FIG. 13 (A) shows the back electromotive voltage Ea-e of each phase
  • FIG. 13 (B) shows the gate drive signal G for controlling the current change rate of the rising phase (a phase) calculated by the functional block of FIG. 'the PC
  • FIG. 14 (C) is a gate drive signal G ".
  • the lower FET on the phase calculated by the function block of Figure 8, part (D) of the figure is low evening position detection signal Sa-e
  • the logical operation shown in Fig. 8 is used to calculate the gate drive shown in Fig. 14 (C) from the rotor position detection signal Sa-e and the electromagnetic torque direction command DRCT shown in Fig. 14 (D).
  • the conventional gate drive signal G ' ⁇ from the PWM signal of the duty ratio Dutyl. Is generated.
  • the rising phase (a phase) in Fig. 13 (B) is obtained from the mouth position detection signal Sa-e and the electromagnetic torque direction command DRCT in Fig. 14 (D).
  • a gate drive signal G ′ PC is generated.
  • the gate drive signal G ′ PC becomes “High” (1) when the gate drive signal G ′′ w.
  • FIG. 14 (C) becomes “High” (1).
  • the gate driving signal G for phase "a" becomes H i gh "(rising current), to control the standing up of the current in another drive signal G 'PC.
  • the gate drive signal G "w" of Tal one of the upper FETs
  • Fig. 13 (B) the gate drive signal G 'PC of Tal becomes "H i gh"
  • the gate drive signal G PC rising phase (a phase) is generated. Actual FET gate drive signal. Is the gate drive signal G'w. And GPC are synthesized and generated.
  • the current change rate of the rising phase (a phase) can be reduced during the switching of the excitation current in the aforementioned section (4), as shown in FIG. Phase). Therefore, the fluctuation is greatly suppressed compared to the torque fluctuation waveform (Fig. 2) due to the current fluctuation in the conventional FET driving method.
  • the transient time ie, the time from the start of switching until the current stabilizes
  • the current stabilization time between the two current switching points becomes longer, contributing to a reduction in current fluctuation and torque fluctuation.
  • This embodiment is a combination of the first embodiment and the second embodiment. That is, when the excitation current is switched, both the current change rate of the PWM signal with respect to the falling phase (eg, d phase) and the current change rate of the rising phase (eg, a phase) are controlled so that both become the same.
  • the duty ratio Duty ⁇ of the PWM signal is
  • Duty ⁇ Dutyl-Duty ⁇ + OS + Km- ⁇ / 2 Vb... (25) However, if the Duty 2. 2> 1, and Duty 2. 2 1.
  • FIG. 16 (A) shows the back electromotive force Ea-e of each phase
  • Fig. 16 (B) shows the current of the falling phase (d phase) and the rising phase (a phase) calculated by the functional blocks in Fig. 9.
  • the change rate control gate drive signal G 'PC FIG. 17 (C) is been phases on the gate drive signal G "w. of the lower FET operation in function block of Figure 8
  • Fig. (D) Fig. 17 shows the phase relationship between the waveforms of the mouth position detection signal Sa-e and the rotor position detection signal Sa-e and electromagnetic torque shown in Fig. 17 (D) by the logical operation in Fig. 8. From the direction command DRCT, the gate drive signal G ”w in the same figure (C).
  • the gate one Bok drive signal G 'PC is view 17 gate drive signal G of (C) "w. Is” H i gh “(1) or” Low Low “( 0) or “High” (1), that is, the drive signal G "w. When it becomes the force "H i gh” (rising current) or “Low” (rising falling under the current), to control the rise or fall of the current in another drive signal G 'PC.
  • the gate drive signal G ” ⁇ of Tdl and Tal in FIG. 17 (C) becomes“ Low ”and“ High ”at an electrical angle of 18 °, respectively, Tdl in FIG.
  • Each Tal gate drive signal G ' PC becomes “High”, and then the Tal gate drive signal immediately becomes “Low”, and the Tdl gate drive signal becomes “Low” at an electrical angle of 54 °. ing to. from these gate drive signal G 'PWM signals PC and duty ratio Duty2, falling is Ri phase (d phase) and a gate driving signal G PC for rising phase (a phase) is generated.
  • actual F ET gate drive signals. are generated by combining operation of the gate drive signal G ' ⁇ . and G PC.
  • the duty ratio of the first PWM signal Dutyl from direction command DRCT rotor position detection signal Sa-e and electromagnetic torque Tm, the gate drive signal G 'Micromax each FET. Decide.
  • the duty ratio Duty2 of the second PWM signal for the phase to be switched is calculated in order to control the rate of change of the rising and falling or the falling current of the phase to be switched. This calculation is based on the motor current value I, the duty ratio Dutyl of the first PWM signal, the motor rotation angular velocity ⁇ , the motor back electromotive voltage constant Km, the power supply voltage Vb supplied to the motor drive circuit, This is performed using the function f of the resistance component R of the equivalent electric circuit of the drive circuit.
  • the current detection circuit 24 Detects the evening current value I, obtains the duty ratio Dutyl of the first PWM signal from the output of the current feedback control, and generates a switching signal from the rotor position detection signal Sa-e. ⁇ is detected. Then, rising and ⁇ or falling phase of FET drive start signal G 'through an OR operation between the PC and the duty ratio Duty2, to determine the actual switching is phase FET drive control signal G PC, these gate drive signal G' ⁇ 1 . And controls the driving of the motor by G PC.
  • the control circuit 21 shown in FIG. 5 responds to the combination of the detection signals Sa-e sent from the row / descent position detection circuit 25 with the corresponding gate signals Gal to Ge2 based on a predetermined gate setting table.
  • control circuit 21 send to FET gate drive circuit 22. Further, the control circuit 21 generates a motor drive voltage command signal by current control based on the input signal described above, and based on the voltage command signal, generates a pulse width modulation signal and a gate drive signal (two Gal to Ge2). Is generated and supplied to the FET gate drive circuit 22.
  • the duty ratio (Duty2) of the PWM signal to the OFF phase (for example, d phase in Fig. 21) is expressed by the following equation.
  • Duty2 0.5 + Km- ⁇ / 2 Vb "-(28)
  • Km ⁇ ⁇ 2 Vb 0
  • Duty2 50%
  • Fig. 20 is a circuit diagram showing an equivalent circuit of the OFF-phase excitation coil when PWM-ON
  • Fig. 21 shows an equivalent circuit of the OFF excitation coil when PWM-OFF. It is a circuit diagram.
  • the voltage Vn at the center connection point of each phase excitation coil (the junction of each phase) is approximately 0.5 Vb.
  • the duty ratio (Duty2) in the OFF phase PWM is 50%
  • the DC line voltages Vb and 0 are alternately applied to the terminal d of the OFF phase excitation coil.
  • the average value of the voltage applied to the OFF phase (Vd- Vn) is 0, the average value of the current i d flowing through the exciting coil of the OFF phase not zero.
  • the average value of the OFF-phase current i d (the average value of the residual current) depends on the duty ratio Duty2 in the OFF-phase PWM, the resistance value in the equivalent circuit of the OFF-phase excitation coil, and the OFF-phase excitation coil. It relates to the electrical time constant, the back EMF of the OFF-phase excitation coil, and the DC line voltage, which is the power supply voltage for the pulse width modulation circuit.
  • FIG. 19 when the average value of the current i d flowing through the exciting coil of the OFF phase (average value of the residual current) is to be a 0, indicating that the phase current waveform and the torque waveform of the exciting coils when ignoring residual current FIG. In this case, the torque waveform is continuous even at the commutation position.
  • the phase current waveform and torque waveform of each exciting coil when the residual current is considered are as shown in FIG. In this case, a step occurs in the torque waveform at the commutation position due to the effect of the residual current.
  • Voff Vd-Vn-Ed "-(30)
  • Equation (31) The equation showing the voltage Voff of the OFF-phase excitation coil can be expressed by the following equation (31), and the current i d (t) of the OFF-phase excitation coil can be expressed by the following equation (32).
  • i d (t) (UJ2)-e t / T + Vof ⁇ R) ⁇ (le,... (32)
  • the initial current at the start of commutation in the OFF-phase excitation coil i d (0) and ld c / 2
  • the electrical time constant of the exciting coil of the OFF phase T LmZR.
  • I is the total value of the excitation current for one hour.
  • Vd Vb 'Duty 2
  • Vn 0.5 Vb
  • Ed Km- ⁇ 2.
  • the commutation starts and the OFF-phase excitation coil is driven by the PWM, and the current by the PWM to the OFF phase before the next commutation starts.
  • Completely shut off the supply That is, the electrical time constant T and the resistance of the equivalent circuit of the OFF-phase excitation coil, the duty ratio Duty2 in PWM applied to the OFF-phase excitation coil during commutation, and the back electromotive force Ed.
  • an energization period that is a period for driving the OFF-phase excitation coil by PWM is determined.
  • the brushless DC motor drive control device of the present embodiment since the torque does not change stepwise even at low rotation, vibration and noise during motor rotation are reduced by the conventional brushless DC motor drive. It can be reduced compared to the dynamic control device.
  • the period during which the drive current is supplied to the OFF phase by pulse width modulation so that the residual current of the OFF phase in the commutation phase of the excitation coil of the brushless DC motor is set to 0 (the conduction period). )
  • the residual current in the OFF phase can be suppressed to 0, thereby providing a brushless DC motor drive control device capable of suppressing a step change in torque.
  • the brushless DC motor drive control device according to the present invention is When used as a power source for tearing, the sharp torque change over a brushless DC motor is small, so the steering feeling of electric power steering can be improved, and vibration noise can be reduced.
  • the upper stage PWM duty ratio Duty 1 may be set as the lower stage PWM duty ratio Duty 3.
  • the motor drive circuit is provided with control means for controlling the direction determination and on / off switching of the excitation current supplied for each excitation phase of the motor.
  • the control means controls the rate of change of the exciting current to be switched at the time of the switching, so that the rates of current change of the two phases to be switched are equalized (or made similar).
  • the positive drive duty ratio and the negative drive duty ratio are different in the waveform of the exciting current as shown in FIG. 1, a transient torque fluctuation due to the current fluctuation occurs. Then, it is solved by the following method.
  • the following describes how to derive the duty ratio Duty 2 using the upper stage commutation as an example (the upper stage is the d and e phases, the lower stage is the b and c phases, and the commutation is from the d phase to the a phase. is there.).
  • the equation for the duty ratio Duty 4 for the lower stage commutation is obtained.
  • the duty ratio Duty 2 can be obtained by the same derivation method.
  • the drive duty ratio of the falling phase during upper commutation is Duty 2.
  • the drive duty ratio of the rising phase is set to Duty 1
  • Duty 3 ⁇ Duty l ⁇ Duty 2 will be described as an example.
  • FIG. 24 is a waveform diagram of the exciting current of the motor, and shows the duty ratio of three PWM signals of Dutyl, Duty3 and Duty2.
  • the equation of the voltage vn at the center point of the coil is derived, and then the voltage equation of each coil is obtained using the center point voltage. Voltage process The voltage applied to each coil in the equation is represented by PWM duty ratios Duty 3, Dutyl, and Duty 2.
  • the equation of the duty ratio Duty 2 of the commutation phase is obtained based on the voltage equation of each phase in which the applied voltage is expressed by the duty ratio.
  • the three PWM signals shown in Fig. 24 are divided into four patterns. Below, the four PWM signals shown in Fig. 24 are divided into four patterns. Below, the four PWM signals shown in Fig. 24 are divided into four patterns. Below, the four PWM signals shown in Fig. 24 are divided into four patterns. Below, the four PWM signals shown in Fig. 24 are divided into four patterns. Below, the four PWM signals shown in Fig. 24 are divided into four patterns. Below, the four P
  • the motor center point voltage Vn in the WM on-off energization pattern is obtained.
  • FIG. 25 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in this state for the brushless motor drive circuit shown in FIG. Based on Fig. 25, the voltage equation of each coil is calculated from the following equation (35) to equation (3)
  • Vb - v nl Lm (di a / dt) + R a i a + E a ... (35)
  • Vb-v nl Lm (di e / dt) + R e i e + E e
  • Vb-v nl Lm (di d / dt) + R d i d + E d (37)
  • FIG. 26 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in this state in the drive circuit diagram of the brushless motor shown in FIG. Based on FIG. 26, the voltage equations for each coil are as shown in the following equations (46) to (50).
  • FIG. 27 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in this state in the drive circuit diagram of the brushless mode shown in FIG. Based on FIG. 27, the voltage equations for each coil are as shown in the following equations (53) to (57).
  • FIG. 28 is a circuit diagram showing an equivalent circuit in this state in the drive circuit diagram of the brushless mode shown in FIG. Based on Fig. 28, the voltage equation for each coil is given by equation (64) from equation (60) below.
  • Vb-v n2 Lm (di dt) + R c i c + E c (64) Also, the current (2 i 2 ) of the DC line of the drive circuit and the current of each phase (i a , i b , i The relationship between c , i d , i e ) is given by the following equation (65). In Equations (60) to (65) and Equations (41) and (42), the term related to the current is deleted, and the center voltage V n2 of the coil is expressed by Vb and E, and the following equation (66) is obtained. .
  • the average value of the applied voltage can be expressed by the duty ratio and Vb, E. a
  • the phase voltage equation is given by the following equation (68).
  • the e-phase voltage equation is given by the following equation (69).
  • v e -v n Lm (di e / dt) + R e i e + E e (69)
  • the average value v n of the average voltage v a, V a coil center voltage of the upper coil terminals represented by the following formula (70) and (71).
  • the voltage equations for the off-phase coil (d-phase) and the lower coil (b-phase, c-phase) are obtained in the same way as the above-mentioned method for deriving the voltage equation for the upper coil.
  • the off-phase voltage equation is given by the following equation (72), and the equation for the upper coil is given by the following equations (73) and (74).
  • v d -v n Lm (di d / dt) + R d i d + E d (72)
  • Duty ratio Duty 2 of the two commutation phases (the falling d phase and the rising a phase) as Dut and Duty 2 2 , more generally, the falling (off) phase
  • the average voltage values v a and v d of the rising phase coil terminals are given by the following equations (77) and (78).
  • the above equation (71) indicating the center voltage is also changed, but the equation indicating the changed center voltage and its description are omitted.
  • I is the motor current
  • the motor current is detected by the current detecting means. Since each coil is targeted, assuming that the d-phase and e-phase currents of the upper coil have the same value when commutation starts (t 0), the a-phase current becomes 0.
  • equation (41), equation (42), equation (82), and equation (83) into equation (69), which is the voltage equation of the upper non-commutated phase
  • equation (85) Is obtained.
  • v e -v n Ri + E (85)
  • the R i term is deleted from Eqs. (84) and (85), and Eqs. (70), (71), and (7 5), the commutation phase duty ratio D 11 ty 2 is equal to the back electromotive voltage E (or the rotational angular velocity ⁇ of the motor), the voltage Vb supplied to the drive circuit and the duty ratio D uty of the upper and lower stages.
  • Duty 3 it can be calculated as shown in the following equation (86).
  • the duty ratio Duty 2 of the commutation phase is the same as the current I, the resistance R of the equivalent electric circuit such as the motor coil and FET, the voltage Vb supplied to the drive circuit, and the duty V in the upper stage. Using the duty ratio Duty 1, it can be obtained as shown in the following equation (87).
  • Duty2_l + Duty2_2 Dutyl + E / Vb + vn / V
  • Duty4 0.5 + E Vb + 0.5 (Duty3-Dutyl)
  • the PWM drive duty of the upper stage and the lower stage in the case where a single current detection circuit is used to drive the motor with a rectangular wave is If they are different, the rate of change of the rising and falling phases during phase current switching is controlled, so that the motor current during phase switching can be kept constant, suppressing current fluctuations and electromagnetic torque fluctuations.
  • a motor drive control device that realizes a high-performance servo motor with low cost, low current fluctuation, and low torque fluctuation.
  • the motor drive control device when used as a power source of an electric power steering, a sharp torque fluctuation of the brushless DC motor is small, so that the steering filling of the electric power steering can be improved. , Vibration noise can be reduced.
  • the motor drive control device of the present invention since the current change rates of the rising phase and the falling phase at the time of phase current switching are controlled, the motor current at the time of phase switching can be kept constant, Current fluctuation and electromagnetic torque fluctuation can be suppressed. Can be. Therefore, when used as a power source for electric power steering of a vehicle or the like, abrupt torque fluctuations of the motor can be reduced, so that steering feel of the steering wheel can be improved and vibration noise can be reduced. Further, the present invention can be used for controlling a hollow shaft brushless motor for a pole screw type electric power steering, and is not limited to a brushless motor, and can be driven and controlled by a square wave signal. This is applicable to the control of a motor mode (for example, a linear motor mode).
  • a motor mode for example, a linear motor mode

Description

明 細 書 モー夕駆動制御装置 技術分野
本発明は、ブラシレスモ一夕やリニアモ一夕等のように複数の励磁相を有するモー夕を、 矩形波を用いて駆動制御するのに好適なモー夕駆動制御装置に関する。 背景技術
例えば、 自動車のパワーステァリング装置の駆動源として用いられているブラシレスモ 一夕は、 3相以上の励磁相を有するモー夕であり、 その駆動は矩形波状の励磁電流によつ て行われる。
5相ブラシレスモータの場合、 モ一夕駆動回路は一般的に、 モ一夕の口一夕の外周面を 電気角で 7 2 ° ずつ離隔して取り囲むように配設された 5相 （a相、 b相、 c相、 d相、 e相） の励磁コイル a〜eに対し、 マイクロコンピュータ等で成るの制御回路による制御 下で 4相同時に励磁する 4相励磁方式により、 コイルを 1相ずつ順次切り換えて矩形波電 流で励磁して口一夕を回転駆動させる。 この 4相励磁方式では、 モ一夕電流は常に 5相の うちの 4つの相に流れることになるが、 各相にバランスよく電流を流すために、 各励磁コ ィルの抵抗は全て等しくなるように形成されている。 なお、 5相ブラシレスモータの 4相 励磁方式において、 5相のうちでモ一夕電流の流れる相を 「O N相」 といい、 流れない相 を 「〇F F相」 という。
このようなモータ駆動回路は、 1 0個の電界効果トランジスタ （F E T) で構成されて いる。 これら 1 0個のトランジスタは、 対応する 2個のトランジスタを直列接続して 5つ の直列トランジスタ回路を形成し、 それぞれを電源の正負両端子間に接続すると共に、 各 直列トランジスタ回路の 2個のトランジスタの接続部を、 それぞれ Y字形にスター結線し た 5個の励磁コイル a〜eの外端に接続することにより、 モータのコイル回路と接続され ている。
このモー夕駆動回路から各励磁コイルへ供給される励磁電流 （矩形波） の方向及び長さ は、 ロータの回転角 （電気角） の値に対して、 例えば第 1図に示すようになる。 すなわち、 電気角で 36° 毎に順次 1相ずつ励磁コイルを切り替え、 1つの相コイルを電気角で 14 4° の間励磁することにより、 口一夕を連続して回転させるようになつている。 第 1図で は電気角を 0としたとき、 0≤0<36° , 36° ≤0<72° ， 72。 ≤0<108° ， 108。 ≤0<144° ， 144° ≤0<180° , 180° ≤0<216° , 216° ≤0<252 ° ， 252 ° ≤0<288 ° ， 288° ≤0<324° , 324° ≤θ<3 60° の区間をそれぞれ （1)、 （2)、 ……、 （10) で表わしている。
この例の場合、 a相の電流は区間 （1) 及び （2) で正方向に流れ、 区間 （3) で 0、 区間 （4) から区間 （7) で負方向に流れ、 区間 （8) で 0、 区間 （9) から区間 （10) を経て再び区間 （1) で正方向に流れる。 b相の電流は区間 （1) から区間 （4) で正方 向に流れ、 区間 （5) で 0、 区間 （6) から区間 （9) で負方向に流れ、 区間 （10) で 0、 そして再び区間 （1) で正方向に流れる。 c相の電流は区間 （1) で負方向に流れ、 区間 （2) で 0、 区間 （3) から区間 （6) で正方向に流れ、 区間 （7) で 0、 区間 （8) から区間 （10) を経て再び区間 （1) で負方向に流れる。 cl相の電流は区間 （1) から 区間 （3) で負方向に流れ、 区間 （4) で 0、 区間 （5) から区間 （8) で正方向に流れ、 区間 （9) で 0、 そして区間 （10) から再び負方向に流れる。 e相の電流は区間 （1) で 0、 区間 （2) から区間 （5) で正方向に流れ、 区間 （6) で 0、 区間 （7) から区間 (10) で正方向に流れ、 再び区間 （1) で 0となる。 従って、 区間 （1) 〜 （10) の 各区間の境界 （電気角で 36° 毎の切替時） では、 5つの励磁コイルのうちの 2つが互い に逆向きに切り替えられることになる。
このような励磁電流の切替は、 原理的には第 1図が示すような矩形波の立上がり又は立 下がりで表わされるが、 実際にはその立上がり又は立下がり波形は横軸に対し直角に変化 するものではなく、 励磁電流が正方向に立上がるまで、 或いは負方向に立下がるまで、 あ る程度の時間 A t (モー夕回路の時定数の 3倍位） がかかる。 例えば、 第 1図の区間 （8) 及び （9) の境界 （電気角で 288 ° ) では、 a相の電流が 0から正の一定値まで立上が る一方、 d相の電流が正の一定値から 0に立下がり、 b相及び c相の電流は共に負の一定 値、 e相の電流は正の一定値であるが、 この境界部分の波形の変化を拡大すると第 2図に 示すようになる。
詳細には、 a相の立上がり電流は時間 Δ tの間に 0から正の一定値まで漸進的に増大す る一方、 d相の立下がり電流は、 時間 Δ tよりも短い時間△ tl (モー夕回路の時定数よ り小さい） で正の一定値から 0まで減少する。 この時、 他の 3つの b相、 c相、 e相は切 り替えられない相であるが、 5つの相の電流を ， ih, ir, iri, iPで表わしたとき、 これらの電流の間には次の関係がある。 + + i 一 "b+リ =1 …… （1) このため、 a相及び d相の電流が上記のように変化すると、 b相、 c相及 び e相の電流も変化する。 すなわち、 a相及び d相の電流変化率が異なる ために、 この 2つの相の電流の合計値が定常値にならず、 第 2図のように b相及び c相の電流が変動する結果、 e相の電流も上記時間 Δ t の間変化 する。 これらの電流変動により過度的な トルク変動が生じてしまう。
上述のように 2つの相の電流の立上がりと立下がりの電流変化率が異なるのは、 次の理 由による。 先ずモ一夕駆動回路に供給される電源電圧を Vbとし、 スター結線した励磁コ ィル a〜eの中心接続点の電圧を Vnとする。 そして、 時間△ 1の区間を①とし、 時間 Δ t2 (=Δ t -Δ t 1) の区間を②とする。
区間①では、 正から 0に切り替えられる d相 （OFF相） の電流 idは、 一 Vn、 コィ ルの逆起電圧 Ed及びモータ回路の時定数に応じた変化率で、 モータ駆動回路からモータ への通電電流 Iの半分 （IZ2) から 0まで下がる。 このとさ、 OFF相の等価回路に加 えられる電圧を V0FFとすると VOTF=— Vn_Edく 0であり、 Vnは近似的に Vb/2とな る。 一方、 0から正に切り替えられる a相 （ON相） の電流 iaは、 電圧 Vb、 — Vn、 コイルの逆起電圧 Ea及びモー夕回路の時定数に応じた変化率で 0から上昇するが、 この とき、 ON相の等価回路に加えられる電圧を V0Nとすると V0N=Vb · Dutyl (矩形波の デューティ比） — Vn— Eaである。 式で説明すると、 OFF相の等価回路により、 電流 idは次式 （2) で表わされる。 但し、 Tは等価回路の電気的時定数、 Rは等価回路の抵 抗である。 id (t) =1/2 · e-^+V0FF/R · (1— e …… （2) よって、 t = 0のときは =IZ2となる。 一方、 ON相の等価回路により、 電流 iaは次式で表わされる。 ia (t) =V0N/R · (1— e …… （3) よって、 t = 0のとき ia=0であり、 t→∞で ia=V0NZR=lZ2となる。 従って、 0 FF相及び ON相の各電流 id及び iaの変化率はそれぞれ下記式 （4) 及び （5) のよう になる。 did(t)/dt二 (l/T)(I/2)e-t + (1/T)(V0FF/R)e t
二 (1/2 -
Figure imgf000006_0001
=-(1/2 + Vn/R + Ed/R)(l/T)e-t … · · · (4)
dia(t)/dt =(1/T)(V0N/R)e-OT
=(I/2)(l/T)e.OT …… (5) 上記式 （4) 及び （5) において、 （1/2 + Vn/R + Ed/R) > 1/2であるから、 OFF相の 電流変化率の方が ON相の電流変化率より大きい。 特に等価回路の抵抗 Rが小さい場合、 電源電圧 Vb (=2 Vn) が大きい場合、 或いは高速回転時で逆起電圧 Edが大きい場合 には、 OFF相の電流変化率は ON相の電流変化率よりかなり大きくなる。 従って、 〇F F相の電流 idが 1/2から 0まで下がる時間 （A t l) よりも、 ON相の電流 iaが 0か ら IZ2まで上がる時間 （A t) の方が長い。 すなわち、 区間①の最後で ON相の電流 i aは 1/2に到達せず、 上昇途中である。
その後、 区間②において、 ON相の電流 iaが最終的に定常値 IZ2に到達する力 そ れまでに時間 A t 2 (モー夕回路の時定数の 2〜 3倍） を要する。 従って、 切り替えられ る 2つの相の電流の立上がり及び立下がりでは電流変化率が異なっている。
上述のように従来のモ一夕駆動回路による励磁電流の制御では、 切替える 2つの相 （第 1図の例えば a相及び d相） の電流の立上がりと立下がりの変化率が異なるため、 切替え られない相 （例えば b相、 c相、 e相） の電流が変動し、 それらの電流変動により過度的 なトルク変動を生じてしまう。
このようなトルク変動を生じさせる相切替時の電流変動を抑制するためには各相の電流 を制御すればよいが、 その制御のために各相の電流を検出する必要があり、 2以上の電流 検出回路が必要になる。 特に 5相ブラシレスモー夕の場合は 4相励磁方式を採用している ことから、 モー夕駆動回路に 4つの電流検出回路と 4つの電流ループが必要であり、 駆動 回路の構成が複雑化し、 コストも高くなるという問題点があつた。
一方、 第 3図は、 従来の 5相ブラシレス D Cモー夕駆動制御装置における各励磁コイル の相電流波形とトルク波形を示す特性図であり、 この図から明らかなように、 O F F相の 通電期間の終了は次の転流が始まるまでである。
しかしながら、 従来のブラシレス D Cモ一夕駆動制御装置では、 O F F相のパルス幅変 調 （PWM) 駆動における通電期間の終了は次の転流が始まるまでであるが、 モ一夕の回 転速度が小さい場合 （2つの転流の間の時間が長い場合） は、 次の転流が始まるまでに O F F相の電流が既に P WM駆動における断続電流モ一ドになり、 O F F相の残留電流が 0 に近づくが 0にはならない。 O F F相の通電を完全に終了させない限り残留電流が流れ続 け、 その残留電流で生じた電磁トルクはモ一夕全体の電磁トルクを減らす効果がある。 従って、 次の転流が始まる時に、 本来トルク波形がつながっているべき所に第 3図に示 すようなトルク波形の段差が発生する。 特にモー夕のトルク定数が大きく、 残留電流も大 きい場合はそのトルクの段差が大きく、 その段差の影響が無視できない状態となることが 発生する。 そのトルクの段差は、 モー夕回転時の振動や騒音の発生原因になる。 また、 パ ワーステアリング装置用のブラシレス D Cモータの場合は、 ハンドルをゆつくり操舵する 時に、 そのトルクの段差が操舵フィーリングに影響すると共に、 騒音の発生原因になって しまう。
また、 第 3図に示すような励磁電流の波形において正側 （順方向電流） の駆動デューテ ィ比 （例えば D u t y 1とし、 以下これを 「上段の駆動デューティ比」 という。） と、 負 側 （逆方向電流） の駆動デューティ比 （例えば D u t y 3とし、 以下これを 「下段の駆動 デューティ比」 という。） とが異なる場合は、 モ一夕駆動回路において 1個の電流検出回 路が設けられている場合に、 相切換時における 2つの相の電流の立上がりと立下がりの電 流変化率が異なるので、 相切換時に他の切替えをしていない相の電流が大きく変動してし まい、 その電流の変動により過渡的なトルク変動が生じてしまう。
本発明は上述のような事情からなされたものであり、 本発明の目的は、 電流検出-回路を 2以上使用せず、 簡潔な回路構成で、 トルク変動を生じさせる電流変動を抑制できるモー 夕駆動制御装置を提供することにある。 また本発明の他の目的は、 ブラシレス D Cモ一夕 を矩形波を用いて駆動制御する場合において、 段差的なトルクの変動を抑制することがで き、 トルクの変動を抑制することができるモ一夕駆動制御装置を提供することにある。 発明の開示
本発明は、複数の励磁相を有するモ一夕の駆動を制御するモ一夕駆動制御装置であって、 前記モー夕の各励磁相に供給する励磁信号を生成する駆動手段と、 各励磁相毎に前記励磁 信号の方向決定及びオン Zオフの切替えを行う制御手段とを備え、 前記制御手段は、 前記 切替え時に切り替えられる励磁信号の変化率を制御する。
また、 本発明は、 ブラシレス D Cモータの励磁コイルにおける転流相の電流合計値が変 化しないように、 転流相の電流の変化率を制御するモー夕駆動制御装置に関し、 前記励磁 コイルにおける転流相の中の O F F相の残留電流を 0にするように、 前記励磁コイルにお ける O F F相へのパルス幅変調による駆動電流を供給する期間 （通電期間） を制限する。 本発明は、 モー夕の励磁電流を検出する電流検出回路を 2個以上使用せず、 複数の励磁 相を有するモータを駆動制御するモー夕駆動制御装置に関し、 前記モータの各励磁相に供 給する励磁信号を生成する駆動手段と、 前記各励磁相毎に前記励磁信号の方向決定及びォ ン Zオフに切替えを行う制御手段とを備え、 前記制御手段は、 前記切替えの時にモータの 前記各励磁相の励磁電流の合計値を一定に保つように前記励磁信号を生成する。 図面の簡単な説明
第 1図は 5相ブラシレスモ一夕の各相の励磁電流の波形図、 第 2図は従来の励磁電流切 り替え時の各相の電流変動及び電磁トルク変動を示す図、 第 3図は従来のブラシレス D C モータ駆動制御装置における各励磁コイルの相電流波形とトルク波形を示す特性図、 第 4 図は 5相ブラシレスモ一夕の断面図、 第 5図は電動パワーステアリング装置の機能ブロッ ク図、 第 6図は第 5図の装置に用いられる制御回路の機能ブロック図、 第 7図は第 6図に おいてゲ一ト駆動信号を生成する論理演算部の機能プロック図、 第 8図は第 7図の第 1の F E Tゲート駆動信号論理演算部を構成する演算プロックを示す図、 第 9図は第 7図の第 2の F E Tゲート駆動信号論理演算部を構成する演算ブロックを示す図、 第 1 0図は第 1 実施例による 5相ブラシレスモータの各相の逆起電圧及び励磁電流切り替え時の立下がり 相の電流変化率制御用ゲート信号を示す波形図、 第 1 1図は第 1実施例で生成された各相 駆動信号及びロー夕位置検出信号の波形図、 第 12図は第 1実施例による励磁電流切り替 え時の各相の電流変化及び電磁トルク変化を示す図、 第 13図は第 2実施例による 5相ブ ラシレスモ一夕の各相の逆起電圧及び励磁電流切り替え時の立上がり相の電流変化率制御 用ゲート信号を示す波形図、 第 14図は第 2実施例で生成された各相駆動信号及び口一夕 位置検出信号の波形図、 第 15図は第 2実施例による励磁電流切り替え時の各相の電流変 化及び電磁トルク変化を示す図、 第 16図は第 3実施例による 5相ブラシレスモ一夕の各 相の逆起電圧及び励磁電流切り替え時の立上がり相の電流変化率制御用ゲ一ト信号を示す 波形図、 第 17図は第 3実施例で生成された各相駆動信号及びロータ位置検出信号の波形 図、 第 18図は第 3実施例による励磁電流切り替え時の各相の電流変化及び電磁トルク変 化を示す図、 第 19図は本実施形態に係るブラシレス DCモ一夕駆動制御装置における各 励磁コイルの相電流波形とトルク波形を示す特性図、 第 20図は OFF相の励磁コイルの PWM— ON時についての等価回路を示す回路図、 第 21図は OFF相の励磁コイルの P WM— OFF時についての等価回路を示す回路図、 第 22図は OFF相の励磁コイルの P WM波形、 印加電圧波形、 残留電流波形を示す特性図、 第 23図は OFF相の励磁コイル の等価回路を示す回路図、 第 24図はデュ一ティ比が異なる 3つの PWM信号を示す波形 図、 第 25図は Du t y 1、 Du t y 3、 D u t y 2の PWMがオンの状態のブラシレス モー夕の駆動回路についての等価回路を示す回路図、 第 26図は Du t y 2の PWMがォ フであり、 かつ Du t y 1、 Du t y 3の PWMがオンの状態のブラシレスモー夕の駆動 回路についての等価回路を示す回路図、 第 27図は Du t y 1、 Du t y 2の PWMがォ フであり、 かつ Du t y 3の PWMがオンの状態のブラシレスモータの駆動回路について の等価回路を示す回路図、 第 28図は Du t y 1、 Du t y 3、 Du t y 2の PWMがォ フの状態のブラシレスモ一夕の駆動回路についての等価回路を示す回路図である。 発明を実施するための最良の形態
第 4図は、 本発明の装置で駆動制御されるモ一夕の一例の 5相ブラシレスモータ 1の内 部構造を示す縦断面図である。 この 5相ブラシレスモ一夕 1は、 円筒形のハウジング 2と、 このハウジング 2の軸心に沿って配設され、 軸受 3 a， 3 bにより回転自在に支持された 回転軸 4と、 この回転軸 4に固定されたモー夕駆動用の永久磁石 5と、 この永久磁石 5を 包囲するようにハウジング 2の内周面に固定され且つ 5相の励磁コイル 6 a， 6 b , 6 c , 6 d及び 6 eが巻き付けられたステ一夕 6とを具備し、 回転軸 4及び永久磁石 5によって ロータ 7を構成している。
ロー夕 7の回転軸 4の一端部の近傍には、位相検出用のリング状永久磁石 8が固定され、 この永久磁石 8は、 周方向に等間隔で交互に S極及び N極に着磁されている。 また、 ロー 夕 7の永久磁石 5も、 S極及び N極が周方向に交互に等間隔で着磁されている。 ハウジン グ 2内の軸受 3 bが配設された側の端面には、 ステ一夕 9を介して、 リング状の薄板から なる支持基板 1 0力 その内側の絶縁部分が永久磁石 8に対向するように配設されている。 この支持基板 1 0の永久磁石 8側の面には、 永久磁石 8に対向するように例えばホール素 子からなる位相検出素子 1 1が固定されている。 なお、 位相検出素子 1 1は、 実際には励 磁コイル 6 a〜6 eの駆動タイミングに対応して周方向に適宜離間して 5個 （1 1 a〜l 1 e ) 設けられているが、 第 4図ではそのうちの 1つのみを示している。
位相検出素子 1 1 a〜l 1 eは、 各々に対向する永久磁石 8の磁極が N極の場合には位 置検出信号として "H" のセンサ信号を、 S極の場合には " L " のセンサ信号をそれぞれ 出力する。 これら各位相検出素子 1 1 a〜l 1 eは、 第 5図に示すように各素子に対向す る永久磁石 8の磁極によって変化することを利用してロー夕 7の回転位置を検知でき、 各 検知出力がロータ位置検出回路 2 5に入力される。 モー夕駆動制御装置 2 0はロータ 7の 回転位置に応じて、 5相の励磁コイル 6 a〜6 eに対して 4相同時に通電しながら、 通電 する励磁コイルを 1相ずつ順次切り換える 4相励磁方式により、 ロー夕 7を回転駆動する ようになつている。
一方、 5相の励磁コイル 6 a〜 6 eは、 ロータ 7の外周面を電気角で 7 2。 ずつ離隔し て取り囲むように配設され、 Y字型にス夕一結線されてモー夕のコイル回路 1 2を構成し ている。 なお、 4相励磁方式ではモ一夕電流は 4つの相に流れることになる力、 電流はコ ィル抵抗に反比例するので、 各相にバランスよく電流を流すために、 各励磁コイル 6 a〜 6 eのコイル抵抗は全て等しくなるように形成されている。 また、 ステ一夕 6は、 例えば 図示しないステ一夕コア内周面に等間隔に 3 0個のスロットを有すると共に、 これらスロ ット間に同数の凸部を有し、 そのうち 5個の凸部を 1組として、 各組に各励磁コイル 6 a 〜6 eを巻き付けるように構成されている。 各励磁コイル 6 a〜6 eの一端はまとめて結 線され、 他端はモ一夕駆動制御装置 2 0に接続されている。 モー夕駆動制御装置 2 0は第 5図に示すように、 制御回路 2 1、 F E Tゲート駆動回路 2 2、 モータ駆動回路 2 3、 電流検出回路 2 4及び口一夕位置検出回路 2 5で構成されて いる。 ここで、 制御回路 2 1が本発明における制御手段に対応し、 F E Tゲート駆動回路 2 2及びモ一夕駆動回路 2 3が駆動手段に対応している。
制御回路 2 1は例えばマイクロコンピュータ等で構成され、 定電圧源 2 6から一定電圧 が供給される。 制御回路 2 1には外部回路 2 7から電流指令 I refが入力され、 電流検出 回路 2 4からモー夕電流検出値 I、 口一夕位置検出回路 2 5から口一夕位置信号 S a-e (= S a, ···、 S e) がそれぞれ入力される。 制御回路 2 1は、 これらの入力信号に基づいて、 モ一夕駆動回路 2 3からモー夕のコイル回路 1 2に供給される駆動電流を制御する。
ここで、 前述の電動パワーステアリング装置の駆動源として 5相ブラシレスモータが用 いられる場合、 外部回路 2 7は、 自動車の変速機の出力軸の回転数に応じたパルス信号を 発生する車速センサの出力から求められる車速検出値 Vと、 ステアリングホイールの入力 軸に加えられた操舵トルクを検出するトルクセンサの出力から求められるトルクの方向を 含む検出値 Tとから、 特性線図を参照して対応するモー夕電流値を検索し、 これを電流指 令信号 I refとして出力するように構成される。 これは、 上記動作を実行する C P Uなど の回路で構成可能であるが、 この回路に代えて、 上記車速センサ及びトルクセンサの各出 力を制御回路 2 1に入力し、 ここで電流指令 I refを生成するように構成してもよい。 モー夕駆動回路 2 3は、 電源供給側 （上段側） に 5個、 アース側 （下段側） に 5個の合 計 1 0個の電界効果トランジスタ Tal〜Tel， Ta2〜Te2で構成されている。 これら 1 0個のトランジスタ Tal〜Tel， Ta2〜Te2は、 上段側と下段側とで対応する各 2個の トランジスタが直列接続され、 これら直列接続のトランジスタ対 （Tal— Ta2， Tbl— Tb2， Tel— Tc2， Tdl - Td2, Tel— Te2) の各々の上段側端子は制御回路 2 1に、 下段側端子は電流検出回路 2 4にそれぞれ接続されると共に、 各トランジスタ対の接続部 は各励磁コイル 6 a〜6 eの外端 （スター結線の中心側とは逆側） と接続されている。 そ して、 トランジスタ Tal〜Te2の各ゲート電圧は、 口一夕位置検出回路 2 5からの検出 信号 Sa-eに基づいて制御回路 2 1により制御される。
モータ駆動回路 2 3から各励磁コイル 6 a〜6 eへの励磁電流の方向及び大きさは、 基 本的には従来と同様で第 1図に示すようになり、 各トランジス夕 Tal〜Te2のオン Zォ フのタイミングは、 下記の表 1のゲート信号 （上段） Gal〜Gel及びゲート信号 （下段） Ga2〜Ge2に示すようになる。 なお、 表 1では、 各トランジスタ Tal〜Te2をオン Zォ フするゲート信号 Gal〜Ge2をそれぞれ" 1 "、 " 0 "で表している。 表 1
1
位置検出信 ゲ一 -ト信号 (上段） ゲ一ト信号 (下段） 区間 α Sb Sc Sd c« Gc1 Gd1 Ge1 Gc2 Gd2 Ge2
(1 ) Η H し H し 1 1 0 0 0 0 0 1 1 0
(2) Η し し H し 1 1 0 0 0 0 0 0 1 1
(3) Η し H H し 0 1 1 0 0 0 0 0 1 1
(4) Η し H し し 0 1 1 0 0 1 0 0 0 1
(5) Η し H し H 0 0 1 1 0 1 0 0 0 1
(6) し し H し H 0 0 1 1 0 1 1 0 0 0
(7) し H H し H 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0
(8) し H し し H 0 0 0 1 1 0 1 1 0 0
(9) し H し H H 1 0 0 0 1 0 1 1 0 0
(10) し H し H H 1 0 0 0 1 0 0 1 1 0 第 1図において、 ロータ 7が例えば区間 （1 ) の状態にあるものとすると、 これは表 1 の区間 （1 ) に該当し、 上段側のトランジスタ Tal、 Tbl及び下段側のトランジスタ Tc 2、 Td2がそれぞれオン状態、 これら以外のトランジスタはいずれもオフ状態であるので、 励磁コイル 6 a及び 6 bには外端側から電流が流れ、 励磁コイル 6 c及び 6 dには結線側 から電流が流れる。 これにより、 ロー夕 7の N極又は S極とその周囲に発生した N極又は S極との間の磁気吸引力及び反発力が生じ、 ロータ 2 7が回転する。 そして、 ロータ 2 7 が第 1図の （2 ) の状態に移行すると、 これは表 1の区間 （2 ) に該当し、 上段側のトラ ンジスタ Tal、 Tbl及び下段側のトランジスタ Td2、 Te2がいずれもオン状態、 これら 以外のトランジスタがいずれもオフ状態であるので、 励磁コイル 6 a及び 6 bには外端側 から電流が流れ、 励磁コィル 6 d及び 6 eには結線側から電流が流れる。 これにより、 口 —夕 2 7が更に回転する。
以上の操作を繰返し行なうと、 表 1に示すタイミングで各トランジスタが駆動され、 第 1図に示すように電気角で 3 6 ° 毎に順次 1相ずつ励磁コイルを切り替え、 1つの相を電 気角で 1 4 4 ° の間励磁する。 これにより、 ステ一夕 5に発生する N極又は S極が順次移 動し、 口一夕 7が連続回転する。 電流検出回路 2 4は、 モー夕駆動回路 2 3の下段側のト ランジス夕 Ta2〜Te2に接続した電流検出抵抗を有し、 その両端に発生した電圧を増幅 すると共にノイズを除去して、 モ一夕電流値 Iの検出信号として出力する。 口一夕位置検 出回路 25は、 位相検出素子 1 1 a〜l 1 eからの検出信号を口一夕位置検出信号 Sa-e として出力する。
制御回路 21は表 1に示すように、 ロータ位置検出回路 25からの検出信号 Sa-eにつ いて予め設定した組み合わせと、 上段及び下段のゲート信号との対応を表すゲ一ト設定テ —ブルを記憶部に格納している。 このゲート設定テーブルには、 第 1図の電気角 36° 毎 の区間 （1) 〜 (10) の各々に対応する検出信号 Sa-eの組み合わせと、 各区間で設定 する励磁コイルを指定する上段及び下段側のゲ一卜信号 Gal〜Ge2との対応が設定され ている。 ここで、 検出信号 Sa-eの' Ή"は N極、 "L"は S極に励磁されていることを表す。 更に、 各区間 （1) 〜 （10) に対応する組み合わせの場合には異常信号を" 0"、 すな わち正常として設定し、 各区間 （1) 〜 （10) に対応する組み合わせでない場合には異 常信号を "1"、 すなわち異常として設定する。 そして、 各区間 （1) 〜 （10) に対応す る組み合わせでない場合には各ゲート信号 Gal〜Ge2を全で' 0"に設定し、 モー夕のコィ ル回路 12への電流供給を行わないように設定している。
制御回路 21はロータ位置検出回路 25から送られる検出信号 Sa-eの組み合わせに対 し、 上記ゲート設定テ一ブルに基づいて対応するゲ一ト信号 Gal〜Ge2を F ETゲ一ト 駆動回路 22に送る。 また、 制御回路 21は、 前述した入力信号に基づいて電流制御によ りモータ駆動用電圧指令信号を生成し、 この電圧指令信号に基づいてパルス幅変調信号及 びゲート駆動信号 (=Gal〜Ge2) を生成し、 F E Tゲート駆動回路 22に供給する。
FETゲート駆動回路 22は制御回路 21から出力されたゲート駆動信号 。に基づき、 指定されたトランジス夕のゲート端子に所定の電圧供給を行なう。
第 6図は制御回路 2 1 の機能プロック図であり、 制御回路 2 1 はその機 能上、 電流制御部 3 1 と、 後述のように励磁電流が立ち上がる （又は立ち 下がる） 励磁相の P WMデューティ比演算部 3 2 と、 モー夕回転速度演算 部 3 3 と、 F E Tゲー ト駆動信号演算部 3 4 とで構成される。
この制御回路 21においては、 モー夕電流指令信号 Irefと電流検出回路 24によって 検出されたモ一夕電流値 Iとが電流制御部 31に入力される。 電流制御部 31は、 前記ト ルクセンサからのトルク検出値 Tに対して所定の中立電圧 Vcよりも高いか否かによって トルクの発生方向を検出し、 所定の処理を行ってモー夕のトルク方向を決める電磁トルク 方向指令信号 DRCTを出力する。 或いはモー夕電流検出値 Iに符号を持たせ、 電流制御 部 3 1で生成したモ一夕駆動用電圧指令信号の符号により電磁トルク方向指令信号 D R C Tを決め、 これを出力するように構成してもよい。 電流制御部 3 1は後述のように、 相切 替時に電流変化率が制御される相以外の相に対する第 1の PWM信号のデューティ比 Dut ylを演算して出力する。
一方、 モー夕回転速度演算部 3 3はロー夕位置検出回路 2 5からの出力信号 Sa-eより 相切替信号を生成し、 その切替信号の発生周波数よりモー夕回転角速度 ωを検出する。 第 1の PWM信号のデューティ比 Dutyl、 モ一夕電流検出値 I及びモ一夕回転角速度 ωは、 相切替時に電流変化率が制御される立上り （又は立下がり） 相の PWMデュ一ティ比演算 部 32に入力される。 この演算部 32では、 後述のように電流変化率が制御される相に対 する第 2の PWM信号のデューティ比 Duty2が演算される。 上記 2つのデューティ比 Du tyl及び Duty2、 電磁トルク方向指令 D R C T及びロー夕位置 Sa-eの各信号が F ETゲ ート駆動信号演算部 34に入力される。 この演算部 34では、 各 FETのゲート駆動 （ォ ン オフ） 信号 が出力される。
上記 F E Tゲ一ト駆動信号演算部 34は第 7図に示すように、 第 1の F E Tゲート駆動 信号論理演算部 34 1、 第 2の FETゲ一ト駆動信号論理演算部 342及び F E Tゲート 駆動信号合成演算部 343で構成される。
第 7図において、 第 1の FETゲート駆動信号論理演算部 34 1は、 第 1の PWM信号 のデューティ比 Dutyl、 位置検出信号 Sa-e及び電磁トルク方向指令 DRCTより、 各相 の上下段 FETのゲート駆動信号 G' 0 (=G' ···、 G' 10) を生成する。 第 2の FE Tゲート駆動信号論理演算部 342は、 第 2の PWM信号のデューティ比 Duty2、 口一夕 位置検出信号 Sa-e及び電磁トルク方向指令 DRCTより、 励磁電流が立上がる （又は立 下がる） 相に対する上下段 FETのゲート駆動信号 GPCを生成する。 FETゲート駆動信 号合成演算部 343は、 上記 2つの通電区間信号 G' w。及び GPCから FETゲート駆動 信号 。を生成する。
第 8図は第 1の F E Tゲート駆動信号論理演算部 34 1を構成する演算プロックを示し、 この演算部 34 1は、 口一夕位置信号 Sa-e及び電磁トルクの方向指令信号 DRCTから 従来通りの FET通電区間信号 G" w。を生成する演算ブロック 34 1 aと、 その信号 G" 110及び第 1の PWM信号のデューティ比 Dutylから、 電流変化率を制御しない励磁相に 対する F E Tゲート駆動信号 G ' u。を生成する演算ブロック 341 bとで構成されてい る。
第 9図は、 第 7図の第 2の FETゲート駆動信号論理演算部 342を構成する演算プロ ックを示し、 同図 （A) は、 ロー夕位置信号 Sa-e及び電磁トルクの方向指令信号 DRC 丁から、 立下がり （又は立上がり） 相の FETゲート駆動信号 G' PCを生成する演算プロ ック 342 aと、 そのゲート駆動信号 G' PC及び第 2の PWM信号のデューティ比 Duty2 から、 切替時に切り替えられる相の F E Tゲ一ト駆動信号 GPCを生成する演算プロック 3 42 bとを示す。 また、 通電区間終了はこの相の立ち下がりが始まる時であることから、 第 9図 （B) に示すように演算ブロック 342 aでは、 口一夕位置信号 Sa-e及び電磁ト ルクの方向指令信号 DRCTから得られる FETのゲート駆動信号 G" μι。を用いて、 励 磁電流が切り替えられる相に対する駆動信号 G' PCを生成するようにしてもよい。 この場 合、 （A)よりも演算量を減らすことができる。
本発明によれば、 制御回路 21では、 上記のようにモー夕電流 I、 第 1の PWM信号の デューティ比 Dutyl、 モー夕回転角速度 ω、 モー夕の逆起電圧定数 Km、 モ一夕駆動回路 に供給される電源電圧 Vb、 モー夕と駆動回路の等価電気回路の抵抗成分 Rの 6つの信号 から、 第 2の PWM信号のデューティ比 Duty2を演算する。 その演算式は、 次の関数 f で表される。
Duty2= f (I,Dutyl, ω ,Km,Vb,R) …… (6) この関数 fは、 励磁電流を切り替える 2つの相 （例えば a相と d相） の電流変化率が一致 するか又は同程度になるように設定される。
次に、 関数 f の例を説明する。 第 5図のモータ駆動回路 23に供給される電源電圧を V b、 励磁コイル a〜eの中心接続点 （各相の合流点） の電圧を Vnとし、 Vn=lZ2 * Vbと仮定する。 そして、 d相に対する PWM信号のデューティ比を Duty^r a相に対 する PWM信号のデューティ比を Duty2.2とすると、 各相の電圧方程式は次の式 （7) 〜 (11) のようになる。 但し、 Lm二 L—M (Lは各相の自己インダク夕ンス、 Mは 2つ の相の間の相互インダク夕ンス） である。 a相：（2Duty2.2- 1) *0.5Vb = Lm(dia/dt) + iaRa + Ea … （7)
b相： (2Duty 1 - 1) *0.5Vb = Lm(dib/dt) + ibRb + Eb ··· ( 8 )
c相： (2Duty 1一 1 ) *0.5Vb = Lm(dic/dt) + icRc + Ec ··· ( 9 )
d相： Dutyw - 1) *0.5Vb = Lm(did/dt) + idRd + Ed … （10)
e相：（2Duty 1- 1) *0.5Vb = Lm(die/dt) + ieRe + Ee … （ 1 1 ) 矩形波電流駆動で、 着磁波形は電気角 144° のほぼ台形波であるので、 逆起電力も近 似的に台形波になる。 相切り替え時に各相の逆起電圧の絶対値はほぼ等しい。 すなわち、 下記式 （12) となる。 iia=— Eb=— Ec=Jid=iie=E (12) また、 各相のコイル抵抗も同じであるから、 下記式 （13) が成り立つ
Ra=Rb=Rc=Rd=Re=R (13) 切替える 2つの相 （この場合は a相と d相） の電流変化率を同じにするため、 両相の電流 の合計は一定で、 他の相の電流は変化しない。 すなわち、
1。+ =— i ，= 1 (14) が成り立つ。 よって、 d(ia+id)/dt = -dib/dt = -dic/dt = -die/dt
二 di/dt = 0 … （ 15) となる。 上記 a相と d相の電圧方程式 （ 7 ) 及び （ 1 0 ) を加算して-式. ( 1 2 ) 〜 （ 1 5 ) を代入すると、 （2Duty2— 2 + 2Duty2„, - 2) *0.5Vb = Lm(d (i + id)/dt) + iaRa + idRd + Ea + Edであるから、
(Duty2.2 + 2Duty2.! - l) Vb = iR + 2E (16) となる。 また、 e相の電圧方程式 （ 1 1 ) に式 （ 1 2 ) 〜 （ 1 5 ) を代入 すると、
(2Duty 1 - 1) *0.5Vb = Lm(die/dt) + ieRe + Ee
= iR + E … （17) となる。 これら 2つの式 （16) 及び （17) より、 OFF相のデューティ比 Dutywと ON相のデュ一ティ比 Duty2.2との関係は次式 （18) 及び （19) のように求められる。 但し、 Ε=1Ζ2 · Κηι· ωで Km [volt · sec] はモー夕の電圧定数であり、 iは 1相の 電流で、 1個の電流検出器で検出する場合の検出電流は 2 iになる。
① i Rを消去する場合：
Duty2.1 + Duty2.2=Dutyl + 0.5+ E/V b
=Dutyl + 0.5 + Km · ω/2 Vb (18)
② Eを消去する場合：
Duty2.! + Duty2.2= 2 Duty 1 - i R/Vb
= 2Dutyl- 2 i · R/2 Vb (19) 上記 2つの式 （18) 及び （19) のいずれかを用いて、 下記実施例 1〜3のように、 切り替えられる ONZOFF相に対する第 2の P WM信号のデューティ比 Duty^ Duty2.2 を求めることができる。 そして、 これらデューティ比を持つ PWM信号で相切替時の立下 がり相 （又は立上がり相） の駆動電流を制御することにより、 切替える 2つの相の電流変 化率を一致させるか又は同程度にすることができ、 従来の相切替時の電流変動 （第 2図） が抑えられる。 このとき、 検出される電流はモ一夕電流 Iのみであり、 必要な電流検出回 路は 1つで済む。 [実施例 1 ]
励磁電流切替時に立下がり相 （例えば d相） の電流変化率を制御して、 立上り相 （例え ば a相） の PWM信号の電流変化率と一致させるようにする。 この場合、 a相に対する P WM信号のデュ一ティ比 Duty2.2=Dutylであるから、 d相に対する PWM信号のデュー ティ比 Duty は、 式 （18) より
Duty^O.S+Km · ωΖ2 Vb ··· (20) として求められる力 或いは式 （19) より
Duty2.1=Dutyl— 2 i · R/2 Vb … （21) として求められる。
第 10図 （A) は各相の逆起電圧 Ea-e (=Ea, …， Ee) を、 同図 （B) は第 9図の 機能ブロックで演算された立下がり相 （d相） の電流変化率制御用ゲート駆動信号 G' PC を、 第 1 1図 （C) は第 8図の機能ブロックで演算された各相の上下段 FETのゲート駆 動信号 G ' 。を、 同図 （D) は口一夕位置検出信号 Sa-eの各波形の位相関係をそれぞれ 示す。 この場合、 第 8図の論理演算により、 第 1 1図 （D) のロー夕位置検出信号 Sa- e及び電磁トルク方向指令 DRCTから、 第 1 1図 （C) のゲート駆動信号 G" ^。が生成 され、 この駆動信号 G" w。及びデューティ比 Dutylの PWM信号から従来通りのゲート 駆動信号 G' w。が生成される。 また、 第 9図 （A) の論理演算により、 第 1 1図 （D) の口一夕位置検出信号 Sa-e及び電磁トルク方向指令 DRCTから、 第 10図 （B) の立 下がり相 （d相） に対するゲート駆動信号 G' PCが生成される。
このゲート駆動信号 G' PCは、 第 11図 （C) のゲート駆動信号 G" μ10が" Low" (0) になった時、 "H i gh" (1) になる。 つまり、 この相に対する従来の駆動信号 G" 1 0 が " Low" (電流の立下がり） になった時に、 別の駆動信号 G' PCで、 その電流の立下 がりを制御する。 例えば、 第 1 1図 （C) の Tdl (上段 FETの 1つ） のゲート駆動信号 G" wo力 電気角 18° のところで "Low" になった時、 第 10図 （B) の Tdlのゲ —ト駆動信号 G' PCは "H i gh" になり、 その後、 電気角 54° のところで "Low" になる。 このゲート駆動信号 G' PC及びデューティ比 Duty2の PWM信号から、 立下が り相 （d相） のゲ一卜駆動信号 GPCが生成される。 実際の FETゲート駆動信号 。は、 上記ゲ一ト駆動信号 G ' ^。及び GPCを合成演算して生成される。
このようにして立下がり相の電流変化率を制御することにより、 第 1 2 図に示すように励磁電流切替時に立下がり相 （ d相） と立上がり相 （ a相） の電流変化率を一致させることができる。 従って、 電流変動と トルク変動 は、 従来の F E T駆動方法での電流変動による トルク変動波形 （第 2図） と比べて大幅に抑制される。
[実施例 2]
励磁電流切替時に立上がり相 （例えば a相） の電流変化率を制御して、 立下り相 （例え ば d相） の PWM信号の電流変化率と同じくなるようにする。 この場合、 d相に対する P WM信号のデューティ比 Dutyw二 0であるから、 a相に対する PWM信号のデューティ 比 Duty2.2は、 式 （18) より
Duty2.2=Dutyl + 0.5 + Km · ωΖ2 Vb … (22) として求められるか、 或いは式 （19) より
Duty2.2= 2 Dutyl - 2 i · R / 2 V b -- (23) として求められる。 但し、 Duty2.2〉 1となる場合は、 Duty2.2= 1とする。
第 13図 （A) は各相の逆起電圧 Ea-eを、 同図 （B) は第 9図の機能ブロックで演算 された立上り相 （a相） の電流変化率制御用ゲート駆動信号 G' PCを、 第 14図 （C) は 第 8図の機能ブロックで演算された各相の上下段 FETのゲート駆動信号 G" 。を、 同 図 （D) はロー夕位置検出信号 Sa-eの各波形の位相関係をそれぞれ示す。 この場合、 第 8図の論理演算により、 第 14図 （D) のロータ位置検出信号 Sa-e及び電磁トルク方向 指令 DRCTから同図 （C) のゲート駆動信号 G" w。が生成され、 この駆動信号 G" 0 及びデュ一ティ比 Dutylの PWM信号から従来通りのゲート駆動信号 G' ^。が生成され る。
また、 第 9図 （A) の論理演算により、 第 14図 （D) の口一夕位置検出信号 Sa-e及 び電磁トルク方向指令 DRCTから、 第 13図 （B) の立上がり相 （a相） のゲート駆動 信号 G' PCが生成される。
このゲート駆動信号 G' PCは、 第 14図 （C) のゲート駆動信号 G" w。が "H i gh" (1) になった時、 "H i gh" (1) になる。 つまり、 この相に対するゲート駆動信号 G" が "H i gh" (電流の立上がり） になった時に、 別の駆動信号 G' PCでその電流の立 上がりを制御する。 例えば、 第 14図 （C) の Tal (上段 FETの 1つ） のゲート駆動信 号 G" w。が、 電気角 18° のところで "H i gh" になった時、 第 13図 （B) の Tal のゲート駆動信号 G' PCは "H i gh" になり、 すぐに "Low" になる。 これは、 ゲ一 ト駆動信号 G" μι。の立上りをより速くするためである。 このゲート駆動信号 G' PC及び デューティ比 Duty2の PWM信号から、 立上がり相 （a相） のゲート駆動信号 GPCが生 成される。 実際の FETゲート駆動信号 。は、 上記ゲート駆動信号 G' w。及び GPCを 合成演算して生成される。
このようにして立上がり相の電流変化率を制御することにより、第 15図に示すように、 前述の区間①において、 励磁電流切替時に立上がり相 （a相） の電流変化率を立下がり相 (d相） の電流変化率に近づけることができる。 従って、 従来の FET駆動方法での電流 変動によるトルク変動波形 （第 2図） と比べて、 変動が大幅に抑制される。
更に、 この実施例 2の場合、 立上り相と立下がり相の電流変化率を完全に一致させるこ とは困難であるが、 前記実施例 1の効果を示す第 12図と比較すると、 電流切替えの過渡 時間 （すなわち、 切り替え開始から電流が安定するまでの時間） を短くできるという利点 がある。 これにより、 モータが高速回転する時には 2つの電流切替え時点の間の電流安定 時間が長くなり、 電流変動とトルク変動の低減に寄与する。
[実施例 3]
本実施例は、 上記実施例 1と実施例 2の組み合わせである。 すなわち、 励磁電流切替時 に立下がり相 （例えば d相） に対する PWM信号の電流変化率と立上り相 （例えば a相） の電流変化率の両方を制御して、 両者が同じになるようにする。 この場合、 d相に対する PWM信号のデューティ比 Duty^は、 式 （20) より
0< Duty^! < 0.5 + Km · ω/2 Vb - (24) の範囲で選択する。 また、 a相に対する PWM信号のデューティ比 Duty2.2は、 式 （18) より
Duty^^Dutyl-Duty^ + O.S + Km - ω/2 Vb … （25) として求められる。 但し、 Duty2.2> 1となる場合は、 Duty 2.2= 1とする。
或いは、 d相に対する PWM信号のデューティ比 Duty2.iは、 式 （21) より
0 く Duty^ < Dutyl— 2 i · R/2 Vb "- (26) の範囲で選択する。 また、 a相に対する PWM信号のデューティ比 Duty2.2は、 式 （19) より
Duty2.2= 2 Dutyl -Duty^! - 2 i - R/2 Vb … （27) として求められる。 但し、 Duty2.2〉 1となる場合は、 Duty2.2= 1とする。
第 16図 （A) は各相の逆起電圧 Ea-eを、 同図 （B) は第 9図の機能ブロックで演算 された立下がり相 （d相） 及び立上がり相 （a相） の電流変化率制御用ゲート駆動信号 G' PCを、 第 17図 （C) は第 8図の機能ブロックで演算された各相の上下段 FETのゲート 駆動信号 G" w。を、 同図 （D) は口一夕位置検出信号 Sa-eの各波形の位相関係をそれぞ れ示す。 この場合、 第 8図の論理演算により、 第 17図 （D) のロータ位置検出信号 Sa- e及び電磁トルク方向指令 DRCTから、 同図 （C) のゲート駆動信号 G" w。が生成され、 この駆動信号 G" μι。及びデューティ比 Dutylの PWM信号からゲート駆動信号 G' μι。が 生成される。 また、 第 9図 （Α) の論理演算により、 第 17図 （D) の口一夕位置検出信 号 Sa-e及び電磁トルク方向指令 DRCTから、 第 16図 （B) の立下がり相 （d相） 及 び立上がり相 （a相） に対するゲート駆動信号 G' PCが生成される。
このゲ一卜駆動信号 G' PCは、 第 17図 （C) のゲート駆動信号 G" w。が "H i gh" (1) 又は "Low" (0) になった時、 "Low" (0) 又は "H i gh" (1) になる。 つまり、 駆動信号 G" w。力 "H i gh" (電流の立上がり） 又は "Low" (電流の立下 がり） になった時に、 別の駆動信号 G' PCでその電流の立上がり又は立下がりを制御する。 例えば第 17図 （C) の Tdl、 Talのゲート駆動信号 G" μι。がそれぞれ電気角 18 ° の ところで "Low"、 "H i gh" になった時、 第 16図 （B) の Tdl、 Talの各ゲート 駆動信号 G' PCはそれぞれ "H i gh" になり、 その後、 Talのゲート駆動信号はすぐ に "Low" になり、 Tdlのゲート駆動信号は電気角 54 ° のところで "Low" にな る。 これらのゲート駆動信号 G' PC及びデューティ比 Duty2の PWM信号から、 立下が り相 （d相） 及び立上り相 （a相） に対するゲート駆動信号 GPCが生成される。 実際の F ETゲート駆動信号 。は、 上記ゲート駆動信号 G' μι。及び GPCを合成演算して生成さ れる。
このようにして立下がり相と立上がり相の両方の電流変化率を制御することにより、 第 18図に示すように前述の区間①の始めから区間②の途中 （©— 1) までの間に、 励磁電 流切替時の立下がり相 （d相） と立上がり相 （a相） の電流変化率を一致させることがで きる。 従って、 従来の FET駆動方法での電流変動によるトルク変動波形 （第 2図） と比 ベて大幅に抑制される。
更にこの実施例 3の場合も、 立下がり相と立上がり相の電流変化率を完全に一致させる ことは困難であるが、 前記実施例 2と同様、 電流切替えの過渡時間を短くできるという利 点がある。 これにより、 モータが高速回転する時、 2つの電流切替え時点の間の電流安定 時間が長くなり、 電流変動とトルク変動の低減に寄与する。
以上の実施例では、 第 1の PWM信号のデューティ比 Dutyl、 ロータ位置検出信号 Sa- e及び電磁トルク Tmの方向指令 DRCTより、 各 F E Tのゲート駆動信号 G ' Μ。を決め る。 一方、 切替えられる相の立上り及び Ζ又は立下がり電流の変化率を制御するため、 切 替えられる相に対する第 2の PWM信号のデューティ比 Duty2を演算する。 この演算は、 モ一夕電流値 I、 第 1の PWM信号のデューティ比 Dutyl、 モータ回転角速度 ω、 モータ の逆起電圧定数 Km、 モー夕駆動回路に供給される電源電圧 Vb、 モ一夕と駆動回路の等 価電気回路の抵抗成分 Rの関数 f を用いて行われる。 このため、 電流検出回路 24でモ —夕の電流値 Iを検出し、 電流フィードバック制御の出力から第 1の PWM信号のデュー ティ比 Dutylを得ると共に、 ロータ位置検出信号 Sa-eから切替信号を生成し、 モ一夕回 転角速度 ωを検出する。 そして、 立上り及び Ζ又は立下がり相の FET駆動開始信号 G' PCとデューティ比 Duty2との論理演算により、 実際に切り替えられる相の FET駆動制 御信号 GPCを決定し、 これらゲート駆動信号 G' μ1。及び GPCによりモータの駆動を制御 する。 一方、 第 5図の制御回路 21は、 ロー夕位置検出回路 25から送られる検出信号 Sa-e の組合わせに対し、所定のゲート設定テーブルに基づいて、対応するゲ一ト信号 Gal〜Ge2 を FETゲート駆動回路 22に送る。 また、 制御回路 21は、 前述した入力信号に基づい て、 電流制御によりモータ駆動用電圧指令信号を生成し、 この電圧指令信号に基づいてパ ルス幅変調信号及びゲート駆動信号 (二 Gal〜Ge2) を生成し、 FETゲート駆動回 路 22に供給する。
[OFF相の残留電流に関する説明]
OFF相 （例えば第 21図の d相） に対する PWM信号のデューティ比 （Duty2) は、 下記式で表わされる。
Duty2=0.5 + Km - ω/2 Vb "- (28) ここで、 モータの回転速度が遅いときは、 Km · ωΖ2 Vb=0となるので、 デューティ 比 Duty2=0. 5 = 50%となる。
第 20図は、 OFF相の励磁コイルの PWM— ON時についての等価回路を示す回路図 であり、 第 21図は、 OF F相の励磁コイルの PWM— OF F時についての等価回路を示 す回路図である。 各相の励磁コイルの中心接続点 （各相の合流点） の電圧 Vnは、 近似的 に 0. 5Vbとなる。 例えば、 OF F相の PWMにおけるデュ一ティ比 （Duty2) が 50% の場合は、 OF F相の励磁コイルの端子 dに直流ラインの電圧 V bと 0とが交互に印加さ れる。 第 20図及び第 21図に示す等価回路により、 モータの回転角速度 ωがほぼ 0であ つて、 OFF相の励磁コイルに印加された電圧が Vd— Vnのときは、 OFF相の励磁コ ィルに流れる電流 idは第 22図に示すようになる。
第 22図に示すように、 OFF相に印加された電圧 （Vd— Vn) の平均値は 0である が、 OFF相の励磁コイルに流れる電流 idの平均値は 0ではない。 その OFF相の電流 idの平均値 （残留電流の平均値） の大きさは、 OFF相の PWMにおけるデューティ比 Duty2と、 OFF相の励磁コイルの等価回路における抵抗値と、 OFF相の励磁コイルの 電気的時定数と、 OFF相の励磁コイルの逆起電圧と、 パルス幅変調用の回路についての 電源電圧である D Cライン電圧等とに関係する。
[残留電流によるトルク段差の発生]
第 19図は、 OFF相の励磁コイルに流れる電流 idの平均値 （残留電流の平均値） が 0になるとした場合、 すなわち残留電流を無視した場合の各励磁コイルの相電流波形及び トルク波形を示す特性図である。 この場合は、 転流位置においてもトルク波形は連続であ る。 残留電流を考慮した場合の各励磁コイルの相電流波形とトルク波形は、 第 3図に示す ようになる。 この場合は、 残留電流の影響で転流位置においてトルク波形に段差が発生し てしまう。
[O F F相の電流が 0に到達する時間の推定]
ブラシレス DCモー夕の転流時 （例えば、 第 5図の上段側 FETを通っている相電流 i d≥ i aの転流時） , OFF相の電流 i dがダイォ一ドを通って DCラインの電圧 V bのダラ ンドにつながり、 Y結線の中心点電圧は Vn (= 1/2 - Vb), コイルの逆起電圧は E dである。 PWMの周波数が OFF相コイルの等価回路の電気的時定数より十分小さい場 合は、 OFF相のコイルの端子に印加される電圧 Vdは、 下記式で近似的に表わすことが できる。
Vd Vb · Du t y 2 - (29) 従って、 PWMの周波数が OFF相コイルの等価回路の時定数より十分小さい場合の OF F相の励磁コイルの等価回路は、 OFF相の PWM—〇N時の等価回路である第 2ひ図と PWM— OFF時の等価回路である第 2 1図とを合わせた第 23図に示す等価回路で表わ すことができる。 従って、 OFF相の励磁コイルに印加された電圧 Voffの合計は、 下記 式 （30) に示すようになる。
Voff=Vd-Vn-Ed "- (30)
OFF相の励磁コイルの電圧 Voffを示す方程式は下記 （3 1) 式で表わせ、 OFF相の 励磁コイルの電流 i d ( t) は下記 （3 2) 式で表わせる。
Voff=Vd-Vn-Ed = Lm - (d i d/dt) + id · R
… (3 1)
id(t)=(UJ2) - et/T+Vof^R) · (l-e, … （32) ここで、 OFF相の励磁コイルにおける転流の始まる時の初期電流 id (0) = l dc/2, OFF相の励磁コイルの電気的時定数 T=LmZRとする。
上述の OF F相の励磁コイルの等価電圧 Voffと OF F相の励磁コイルの等価回路の抵 抗により、 コイル電流 idは、 I dcZ2≥0まで下がる。 ここで、 I はモ一夕の励磁電 流の合計値である。 ただし、 Vd=Vb ' Du t y 2, Vn= 0. 5 Vb, E d = Km - ωΖ2である。 OFF相の励磁コイルの電流 id ( t ) は、 i d ( 0 ) = I dcZ 2力、ら i d ( t 1) 0まで下がるのに必要な時間は、 OFF相の励磁コイルの等価回路の電気的時定数 T及び抵抗 Rと、 転流時の OFF相の励磁コイルに加えた PWMデューティ比 Du t y 2 と、 モータ逆起電圧 Edと、 0(3ラィン電圧¥15と、 転流時の初期電流値 i d (0) 等と により決まる。
ここで、 PWM信号のデューティ比 Duty2を表わす上記 （2 8) 式によれば、 Duty2 =0. 5 +Km · ωΖ2 Vbの場合は、 コイル端子 dに印加される電圧 Vd= 0. 5 - V b+Km * w/2となる。 従って、 OF F相の励磁コイルに印加される電圧 Voffは 0と なり、 OFF相の励磁コイルの電流 id ( t) は、 下記 （3 3) 式に示すようになる。 id(t) - UJ2 · etrT … （3 3) ここで、 初期電流 id (0) = Idc/2, 電気的時定数 T = LmZRとする。
上記 （33) 式によって、 OFF相の励磁コイルの電流 id (t) が転流の始まる時の 初期電流 (0) の n [%] になるまで下がるのに必要な時間は、 下記 （34) 式で求 められる。 t =-T · I n (n ) … (34) 例えば、 転流を始める時の OFF相の励磁コイルの初期電流 i d (0) の 5%になるまで 下げるのに必要な時間は、 OFF相の等価回路の電気的時定数 （T = LmZR) の約 3倍 である。
[OFF相の通電期間の制限]
ブラシレス DCモ一夕の回転速度が遅いときは、 転流が始まつてから OFF相の励磁コ ィルを P WMで駆動し、 次の転流が始まる前に O F F相への P WMによる電流供給を完全 に遮断する。 すなわち、 OFF相の励磁コイルの等価回路の電気的時定数 T及び抵抗 と、 転流時に OFF相の励磁コイルに加えた PWMにおけるデューティ比 Duty2と、 モ一夕 逆起電圧 Edと、 0。ラィン電圧 13と、 〇F F相の励磁コイルにおいて転流が始まる時 の初期電流 i d (0) 等とに基づいて、 OFF相の励磁コイルを PWMで駆動する期間で ある通電期間を決定し、 その通電期間以外は OFF相への PWMでの電流供給を完全に O FFさせる。 これにより、 OF F相の励磁コイルの残留電流は 0になり、 ブラシレス DC モー夕のトルク波形は第 19図に示すように段差のない連続した波形となる。 従って、 本 実施形態のブラシレス DCモー夕駆動制御装置によれば、 低回転時においてもトルクの段 差的な変動が生じないので、 モ一夕回転時の振動と騒音を従来のブラシレス DCモータ駆 動制御装置よりも低減できる。
本発明によれば、 ブラシレス DCモー夕の励磁コイルにおける転流相の中の OFF相の 残留電流を 0にするように、 O F F相へのパルス幅変調による駆動電流を供給する期間（通 電期間） を制限するので、 OFF相の残留電流を 0に抑えることができ、 これにより、 卜 ルクの段差的な変化を抑制することができるブラシレス DCモ一夕駆動制御装置を提供す ることができる。 また、 本発明に係るブラシレス DCモータ駆動制御装置を電動パワース テアリングの動力源として用いれば、 ブラシレス DCモ一夕の急激なトルク変化が小さい ので、 電動パワーステアリングの操舵フィーリングを向上させることができ、 振動ノイズ を低減することができる。
ところで、 上下段ともに同じ PWMデューティ比で駆動する場合は、 上段用の PWMデ ユーティ比 Du t y 1 =下段用の PWMデュ一ティ比 Du t y 3として設定すればよい。 そして、 上下段ともに同じ PWMデューティ比で駆動する場合は、 モー夕駆動回路におい て、 モータの各励磁相毎に供給する励磁電流の方向決定及びオンオフ切替えを制御する制 御手段を設ける。 制御手段は、 その切替え時に切替えられる励磁電流の変化率を制御する ことにより、 切替えられる 2つの相の電流変化率を一致させる （又は同程度にする）。 こ れにより、 切替えない相の電流変動が抑制されるので、 簡易な回路で過渡的なトルク変動 を抑制する。 一方、 第 1図に示すような励磁電流の波形において正側の駆動デューティ比 と、 負側の駆動デューティ比とが異なる場合は、 電流変動による過渡的なトルク変動を生 ずるが、 本実施例では以下に示す方法で解消する。
[上下段異なるデューティ比 （Du t y l、 Du t y 3) 駆動の場合、 転流時にモー夕電 流の総和を一定にするため、 転流相の駆動デュ一ティ比 （Du t y 2、 Du t y 4) 式の 導き方]
以下は上段転流を例として、 デューティ比 Du t y 2の導き方を説明する （上段は d相 と e相であり、 下段は b相と c相であり、 転流は d相から a相である。）。 上段転流と同じ 導き方で、 下段転流の場合のデューティ比 Du t y 4の式が得られる。 上下段 PWM駆動 デューティ比が異なる場合は、 例として下段駆動デューティ比 D u t y 3≥上段駆動デュ —ティ Du t y 1の場合を示す。 その逆の場合 （Du t y 3≤Du t y 1) も同じ導き方 でデューティ比 Du t y 2を求めることができる。 上段転流時の立ち下がり相の駆動デュ —ティ比は Du t y 2である。 ここで、 式の導きを容易にするため、 立ち上がり相の駆動 デューティ比を Du t y 1と設定し、 Du t y3≥Du t y l≥Du t y 2を例として説 明する。
第 24図はモ一夕の励磁電流の波形図であり、 Du t y l、 Du t y 3及び Du t y 2 の 3つの PWM信号のデュ一ティ比を示すものである。 先ずモ一夕コイルの中心点の電圧 vnの式を導き、 次にその中心点電圧を用いて各コイルの電圧方程式を求める。 電圧方程 式における各コイルの印加電圧を PWMのデュ一ティ比 Du t y 3、 Du t y l、 Du t y 2で表わす。 最後にモータ電流の総和を一定にするために、 印加電圧をデューティ比で 表わした各相の電圧方程式に基づいて転流相のデューティ比 Du t y 2の式を求める。
1. モー夕中心点電圧 Vnの式の導き方
第 24図に示す 3つの PWM信号は 4つのパターンに分けられる。 以下、 その 4つの P
WMのオン—オフ通電パターンでのモー夕中心点電圧 V nを求める。
(a) Du t y l、 Du t y 3、 D u t y 2の PWMがオンの状態の場合
第 25図は、 第 5図に示すブラシレスモー夕の駆動回路についての本状態の等価回路を 示す回路図である。 第 25図に基づき、 各コイルの電圧方程式は下記式（35)から式（3
9) となる。
Vb - vnl = Lm(dia/dt) + Raia + Ea … （ 35 )
Vb - vnl= Lm(die/dt) + Reie + Ee · · · ( 36 )
Vb - vnl= Lm(did/dt) + Rdid + Ed ··· (37)
-vnl = Lm(dib/dt) + Rbib +Eb … （ 38 )
-vnl二 Lm(dic/dt) + Rcic + Ec … （ 39 ) また、 駆動回路の DCラインの電流 （2 ） と各相の電流 （ ia, ib, ic， id， i e) の 関係は下記式 （40) となる。
2i1=id+ia+ie=-(ib+ic) … （40)
矩形波電流駆動であ り、 励磁波形は電気角度 1 4 4 ° のほぼ台形波形で あるので、 逆起電圧も近似的に台形波となる。 相切替時における各相の逆 起電圧の絶対値はほぼ等しくなる。 すなわち、 下記式 （ 4 1 ) で示す状態 となる。 E =E,= E =-Eh=-E =E "- (41 ) また、 各相のコイル抵抗も同じ値となる。 すなわち、 下記式 （42) で示す状態となる。 Ra=Rd=Re=Rb=Rc=R — (42)
ここで、 式 （ 3 5 ) から式 （ 3 7 ) を加算して、 式 （ 4 0 ) から式 （ 4 2 ) を代入することによ り、 下記式 （ 4 3 ) が得られる。
3Vb-3vnl二 LmW^Vd + 1(2 + 3E … （ 43 )
また、 式 （ 3 8 ) と式 （ 3 9 ) を加算して、 式 （ 4 0 ) から式 （ 4 2 ) を 代入することにより、 下記式 （ 4 4 ) が得られる。
-2vnl二 -Lm(d(2i1)/dt) - R(2i - 2E - (44) 上記式 （43) 及び （44) よりコイルの中心電圧 Vnlを Vb、 Eで表すと、 下記式 （4 5) となる。 vn, = 3/5 · Vb- 1/5 E (45)
( b ) 0 11 セ 3 2の？ 1^がォフでぁり、 かつ D u t y l 、 D u t y 3 の
P W Mがオンの状態の場合
第 26図は、 第 5図に示すブラシレスモータの駆動回路図における本状態の等価回路を 示す回路図である。 第 26図に基づき、 各コイルの電圧方程式は下記式 （46) 〜 （50) となる。
Vb-vnll二 Lm(dia/dt) + Raia +Ea - (46)
Figure imgf000030_0001
-vnll=Lm(did/dt) + Rdid+Ed - (48)
-vnll = Lm(dib/dt) + Rbib + Eb - (49)
-v^LmWVd + Rcic+Ec (50) また、 駆動回路の DCラインの電流 （2 i u) と各相の電流 （ ia, ib, ic, id， ie) の 関係は下記式 （51) となる。
(51) 上記式 （46) 〜 （51) 及び上記式 （41)、 式 （42) において電流に関連する項 を削除し、 コイルの中心電圧 V„„を Vbと Eで表すと、 下記式 （52) となる。 vnll = 2/5 · Vb- 1/5 · E (52)
(c) Du t y l、 Du t y 2の PWMがオフであり、 かつ D u t y 3の P WMがオンの 状態の場合
第 27図は、 第 5図に示すブラシレスモ一夕の駆動回路図における本状態の等価回路を 示す回路図である。 第 27図に基づき、 各コイルの電圧方程式は下記式 （53) 〜 （57) となる。
-vnl2=Lm(dia/dt) + Raia+Ea (53)
-vnl2=Lm(die/dt) + Reie+Ee (54)
-vnl2= Lm(did/dt) + Rdid+Ed (55)
-vnl2= Lm(dib/dt) + Rbib+Eb (56)
-vnl2=Lm(dic/dt) + Rcic+Ec (57) また、 駆動回路の DCラインの電流電流 （2 i 12) と各相の電流 （ ia， ib， ic， i—d， ie) の関係は下記式 （58) となる。 2i12=ia+ie二 -(d+ib+ic) (58) 上記式 （53) から式 （58) 及び上記式 （41)、 式 （42) において電流に関連す る項を削除し、 コイルの中心電圧 Vnl2を Vbと Eで表すと、 下記式 （59) となる。 vnl2=-l/5.E (59)
(d) Du t y l、 Du t y 2、 D u t y 3の PWMがオフの状態の場合
第 28図は、 第 5図に示すブラシレスモ一夕の駆動回路図における本状態の等価回路を 示す回路図である。 第 28図に基づき、 各コイルの電圧方程式は下記式 （60)から式 （6 4) となる。
-vn2=Lm(dia/dt) + Raia+Ea (60)
-vn2= Lm(die/dt) + Reie+ Ee (61)
-vn2=Lm(did/dt) + Rdid+Ed (62)
Vb - vn2二 Lm(dib/dt) + Rbib + Eb (63)
Vb - vn2= Lm(diノ dt) + Rcic + Ec (64) また、 駆動回路の DCラインの電流電流 （2 i2) と各相の電流 （ ia， ib， ic, i d, i e) の関係は下記式 （65) となる。
Figure imgf000031_0001
上記式 （60) 〜 （65) 及び上記式 （41)、 式 （42) において電流に関連する項を 削除し、 コイルの中心電圧 Vn2を Vb、 Eで表すと下記式 （66) となる。
V n2 2/5 · V 1/5 · E (66) 2. 印加電圧をデューティで表わす各相の電圧方程式の導き方
上述のコイルの中心電圧 Vnを示す式 （45)、 式 （52)、 式 （59)、 式 （66) と それらの式の導き過程から分かるように、 第 24図に示す 4つの PWMのオン一オフ通電 パターンによってコイルの中心電圧と端子電圧は変動している。 その変化の周波数は PW Mの周波数程度である。 PWMの周期は、 モ一夕コイルの等価回路の電気的時定数よりも 十分小さいため、 コイルの端子電圧と中心電圧は PWMの 1周期中の電圧の平均値で表す ことが妥当である。
上段の a相及び e相のコイルにおける a相の電圧方程式の印加電圧を平均値で表わすこ とを例として示す。 第 24図に示す 4つの PWMのオン—オフ通電パターンのデュ一ティ 比は、
a) Du t y 2
b) (Du t y l -Du t y 2)
c) (Du t y 3 -Du t y 1)
d) (1 -Du t y 3)
である。 各通電パターンのデューティ比を掛ける各パターンの a相の電圧方程式 （式 （3
5)、 式 （46)、 式 （53)、 式 （60)) の左辺の印加電圧項により、 各パターン期間で の印加電圧は
a) Du t y 2 (Vb-Vnl)
b) (Du t y 1 - Du t y 2) · (Vb-Vnl)
c) (Du t y 3 -Du t y 1) · _Vnl2
d) (1 -Du t y 3) · -Vn2
となる。 これら a)， b), c)， d) の 4つの印加電圧の合計は、 下記式 （67) に示す ように、 PWM周期内の平均印加電圧 （Va— Vn) である。 va- vn= Dutyl · Vb-Duty2 · (vnl - vnll) - Dutyl · (vnll - vnl2)
- Duty 3 · (vnl2- vn2) - vn2 ······ (67) 各中心電圧 （Vnl、 Vnll、 Vnl2、 Vn2) を上記式 （45)、 式 （52)、 式 （59)、 式 （6
6) に代入すると、 印加電圧の平均値はデューティ比と Vb、 Eで表すことができる。 a 相の電圧方程式は下記式 （68) となり、 同様に e相の電圧方程式は下記式 （69) とな る。 va-vn=Lm(dia/dt) + Raia+Ea (68)
ve-vn=Lm(die/dt) + Reie+Ee (69) ただし、 上段コイル端子の電圧平均値 v a、 V とコイル中心電圧の平均値 v nは、 下記式 (70) 及び （7 1) になる。
va = vc = Dy tylVb ( 7 0 )
vn二（2 + Duty2) · 1/5 · Vb - 1/5 · E
- (Duty3-Dutyl) · 2/5 · V (7 1)
オフ相コイル （ d相） と下段コイル （ b相、 c相） の電圧方程式は、 上 述の上段コイルの電圧方程式の導き方と同じ方法で求められる。 オフ相の 電圧方程式は下記式 （ 7 2 ) となり、 上段コイルの方定式は下記式 （ 7 3 ) 及び （ 7 4 ) となる。 vd- vn= Lm(did/dt) + Rdid + Ed (72)
Figure imgf000033_0001
vc-vn= Lm(diJdt) + Rcic+Ec (74)
ただし、 オフ相の端子電圧の平均値 v d及び下段コイル端子の電圧平均 値 v b、 v eは、 それぞれ下記式 （ 7 5 ) 及び （ 7 6 ) で示すものとする。 vd=Duty2 · Vb • (75)
vb= v„ = Q - Duty3) · Vb (76) 2つの転流相 （立下がりの d相と立上がりの a相） のデューティ比 Du t y 2を Du t 及び Du t y 22、 もっと一般的な状態として設定する場合は、 立下がり （オフ） 相 と立上がり相のコイル端子の電圧平均値 va、 vdは、 下記式 （77) 及び （78) になる。 また、 中心電圧を示す上記式 （71) も変わることとなるが、 その変わった中心電圧を示 す数式及びその説明は省略する。 vd=Duty2_l · V ve=Dutyl · Vb ·'·(77)
va=Duty2— 2 · Vb '··(78)
3、 モ一夕電流の総和を一定にするための、 転流相のデューティ比 Du t y 2の式の導き 方
上述の印加電圧をデューティ比で表した各相の電圧方程式は、 PWMの周期がコイルの 等価回路の電気的時定数よりも十分小さいことを前提条件として導いた結果である。 従つ て、 式 （68) から式 （76) 中の電流と電圧は PWM周期内の平均値として扱う。 上段 転流 （例えば d相から a相） の時は、 上段各相の電流 （ ia， ie， id) の合計と下段各相 の電流 （ ib, ic) の合計は、 下記式 （79) に示すように等しくなる。 ia+ie+ id- -(ib+ ic) = I = 2i … (79)
ここで、 I はモ一夕電流であり、 そのモー夕電流は電流検出手段によって 検出する。 各コイルが対象になっているので、 転流を始める時 （ t 0 ) に上段コイルの d相及び e相の電流が同じ値であると仮定すると、 a相の 電流は 0 となる。
ie (0) = id (0) = 1/2 · I (0)
i a (0) =0
転流の 2相の電流の立上がりと立下がりの変化率が、 下記式 （80) で表わすように同 じであるとすれば、 転流期間中に任意の時の電流 ia (t) 及び id (t) の総和は式 （8 0) を積分することにより、 下記式 （81) で表わすように求められる。 dia(t)/dt二- did(t)/dt ··· (80) ia(t) + id(t) = ia(0) + id(0) = id(0) = 1/2 - 1 (0) ( 8 1 ) 上記式 （81) から分かるように、 転流期間中に転流する 2相の電流の変化率を同じに するとその 2相の電流の総和は一定に保たれる。 従って、 転流期間中に上段の転流してい ない相の電流 ie (t) が変化しなければ、 ie (t) = ie (0) = lZ2 ' I (0) であ り、 上記式 （79) より、 モ一夕の総和電流 I (t) - ia ( t) + ie ( t) + id ( t) = I (0) が一定に保たれ、 モー夕の電磁トルクも一定に保たれる。 従って、 転流期間中 は下記式 （82) 及び （83) が成り立つ。
Figure imgf000035_0001
dia/dt + did/dt - dic/dt = 0 ·■· (83)
モー夕の総和電流が一定に保たれる時の転流相のデューティ 比 D u t y 2 を求めるために、 転流する 2相の電圧方程式である式 （ 6 8 ) 及び （ 7 2 ) の両辺を加算し、 式 （ 4 1 ) 及び式 （ 4 2 ) と式 （ 8 2 ) 及び式 （ 8 3 ) を代入すると、 下記式 （ 8 4 ) が得られる。 v + v,-2v =Ri + 2E (84)
上段の転流していない相の電圧方程式である式 （ 6 9 ) に式 （ 4 1 ) 、 式 （ 4 2 ) と式 （ 8 2 ) 、 式 （ 8 3 ) を代入すると、 下記式 （ 8 5 ) が得 られる。 ve- vn=Ri + E (85) 式 （84) 及び式 （85) から R i項を削除し、 さらに式 (70)、 式 （71)、 式 （7 5) を代入することにより、 転流相のデューティ比 D 11 t y 2が逆起電圧 E (又はモ一夕 の回転角速度 ω)、 駆動回路に供給される電圧 Vbと上下段のデューティ比 D u t y 1、 Du t y 3を用いて、 下記式 （86) に表わすように求めることができる。
Duty2二 0.5 + E/Vb - 0.5(Duty3 - Dutyl)
= 0.5 + Km · w/2Vb - 0.5(Duty3 - Dutyl) … (8 6) 式 （84) 及び式 （8 5) から νπと E項を削除し、 式 （7 0)、 式 （7 5) を代入する ことにより、 転流相のデューティ比 Du t y 2がモ一夕電流 I、 モー夕コイル、 FET等 の等価電気回路の抵抗 R、 駆動回路に供給される電圧 Vbと上段のデュ一ティ比 Du t y 1を用いて、 下記式 （8 7) に表わすように求めることができる。
Duty2 = Dutyl - RiVb = Dutyl - RI/2Vb … (8 7)
2つの転流相 （立下がりの d相と立上がりの a相） のデューティ比 Du t y 2をデュー ティ比 Du t y 2 i及び Du t y 22、 もっと一般的な状態として設定する場合は式（7 0)、 式 （7 1)、 式 （7 2) の代わりに、 式 （7 7)、 式 （7 8) と新たな中心電圧 v nの式を 代入すれば、 下記式 （8 8)、 式 （8 9) に表わすように転流相のデューティ比 D u t y 2が求められる。
Duty2_l + Duty2_2 = Dutyl + E/Vb + vn/V
二 Dutyl + Km · c /2Vb + vn/Vb ··· (8 8)
Duty2_l + Duty2_2二 2 Dutyl - Ri/Vb
=2Dutyl - RI/2Vb … (89)
4、 下段転流時、 モー夕電流の総和を一定にするための、 転流相のデューティ比 Du t y 4の式の導き方
上段転流時の導き方と同じように、 各 PWMのオン Zオフ通電状態パターンでのモータ 中心電圧 νπの数式を求め、 その数式を用いて印加電圧をデューティ比で表わす各相の電 圧方程式を求める。 最後にモー夕電流の総和を一定にするため、 転流相のデューティ比 D u t y 4を求める。 その結果は、 下記式 （9 0 )、 式 （9 1 ) に表わすようになる。
Duty4 = 0.5 + E Vb + 0.5(Duty3 - Dutyl)
= 0.5 + Km · 0)/2Vb + 0.5(Duty3 - Dutyl) … ( 9 0 )
Duty4 = Duty3 - Ri Vb
= Duty3 - RI/2Vb … ( 9 1 ) 以上のように本発明によれば、 1個の電流検出回路を用いてモ一夕を矩形波で駆動する ものにおける上段と下段の P MW駆動デューティが異なる場合に、 相電流切替え時の立上 がり相と立下がり相の電流変化率を制御するので、 相切替え時のモー夕電流を一定に保つ ことができ、 電流変動と電磁トルク変動を抑えることができ、 安価で低電流変動、 低トル ク変動の高性能サ一ボモータを実現するモー夕駆動制御装置を提供することができる。 ま た、本発明に係るモ一夕駆動制御装置を電動パワーステアリングの動力源として用いれば、 ブラシレス D Cモータの急激なトルク変動が小さいので、 電動パワーステアリングの操舵 フィ一リングを向上させることができ、 振動ノイズを低減することができる。
以上では、 本発明を 5相ブラシレスモー夕の制御に適用した実施例につ いて説明したが、 5相に限らず、 相数が異なっても、 励磁信号の切替時に 切り替えられる相の励磁電流の変化率を上記実施例と同様に制御すればよ い。 産業上の利用可能性
本発明のモー夕駆動制御装置によれば、 相電流切替え時の立上がり相と立下がり相の電 流変化率を制御しているので、 相切替え時のモー夕電流を一定に保つことができ、 電流変 動と電磁トルク変動を抑えることができる。 とができる。 このため、 車両等の電動パワー ステアリングの動力源として用いれば、 モータの急激なトルク変動を小さくできるので、 ハンドルの操舵フィ一リングを向上させることができ、 振動ノィズを低減することができ る。 また、 また、 本発明はポールスクリユータイプの電動パワーステアリング用中空軸ブ ラシレスモー夕の制御にも利用でき、 ブラシレスモー夕に限らず、 矩形波信号で駆動制御 されるモー夕 (例えばリニアモー夕）の制御に適用できるものである。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 複数の励磁相を有するモ一夕の駆動を制御する装置であって、 前記モータの各励磁 相に供給する励磁信号を生成する駆動手段と、 各励磁相毎に前記励磁信号の方向決定及び オン zオフの切替えを行う制御手段とを備え、 該制御手段は、 前記切替え時に切り替えら れる励磁信号の変化率を制御することを特徴とするモー夕駆動制御装置。
2 . 前記駆動手段は、 前記励磁信号として前記モータの複数の励磁コイルに供給する励 磁電流を生成する駆動回路を含み、 前記制御手段は、 前記励磁電流の切替え時に前記励磁 電流が立上がる励磁相と立下がる励磁相の電流変化率を一致させるか又は同程度にする駆 動信号を前記駆動回路に供給するようになっている請求の範囲第 1項記載のモ一夕駆動制
3 . 前記制御手段は、 前記励磁電流が切り替えられない励磁相に対する第 1の P WM信 号と、 前記励磁電流が立上がる励磁相及び Z又は立下がる励磁相に対する第 2の P WM信 号とを合成演算することにより、 前記駆動信号を生成するようになっている請求の範囲第 2項記載のモータ駆動制御装置。
4. 前記第 2の P WM信号のデューティ比 （Duty2) は、 前記切替え時のモー夕電流値 (1)、 前記第 1の PWM信号のデューティ比 （Dutyl) 及びモ一夕の回転角速度 （ω )、 モー夕の逆起電圧定数 (Km)、 モー夕駆動回路に供給される電源電圧 (Vb)、 モータと駆動 回路の等価電気回路の抵抗成分 (R)の関数である請求の範囲第 3項記載のモータ駆動制御
5 . 前記モ一夕が 5相ブラシレスモ一夕であり、 前記駆動手段が、 4相同時に通電しな がら、 通電する励磁コイルを 1相ずつ順次切り換える 4相励磁方式となっている請求の範 囲第 1項記載のモー夕駆動制御装置。
6 . 前記 5相ブラシレスモー夕が F E Tアレイで駆動され、 前記制御手段が、 電流制御 部と、 励磁電流が立上がる又は立下がる励磁相の PWMデューティ比演算部と、 モ一夕回 転速度演算部と、 F E Tゲート駆動信号演算部とで構成されている請求の範囲第 5項記載 のモータ駆動制御装置。
7 . 前記励磁電流の切り替え時に立下がり相の電流変化率を制御して、 立上がり相の P WM信号の電流変化率と一致させるようになつている請求の範囲第 6項記載のモ一夕.駆動
8 . 前記励磁電流の切り替え時に立上がり相の電流変化率を制御して、 立下がり相の P WM信号の電流変化率と一致させるようになつている請求の範囲第 6項記載のモー夕駆動 制御装置。
9 . 前記励磁電流の切り替え時に、 立上がり相に対する PWM信号の電流変化率と立下 がり相に対する P WM信号の電流変化率とを制御し、 前記各電流変化率が一致するように なっている請求請求の範囲第 6項記載のモ一夕駆動制御装置。
1 0 . ブラシレス D Cモ一夕の励磁コイルにおける転流相の電流合計値が変化しないよ うに、 転流相の電流の変化率を制御するブラシレス D Cモー夕駆動制御装置において、 前 記励磁コイルにおける転流相の中の O F F相の残留電流を零にするように、 前記励磁コィ ルにおける O F F相へのパルス幅変調による駆動電流を供給する期間 （通電期間） を制限 することを特徴とするブラシレス D Cモ一夕駆動制御装置。
1 1 . 前記 O F F相の通電期間を、 当該 O F F相の電流が零に到達した時に終了させる 請求の範囲第 1 0項記載のブラシレス D Cモー夕駆動制御装置。
1 2 . 転流始めから前記 O F F相の電流が零に到達するまでの時間は、 前記 O F F相の 等価回路の電気的時定数及び抵抗値と、 転流時の前記 O F F相に加える PWMデューティ 比と、 ブラシレス D Cモータのモータ逆起電圧と、 前記パルス幅変調用の回路についての 電源電圧である D Cライン電圧と、 転流時の初期電流値とに基づいて決めるようになって いる請求の範囲第 1 1項記載のブラシレス D Cモータ駆動制御装置。
1 3 . モー夕の励磁電流を検出する電流検出回路を 2個以上使用せず、 複数の励磁相を 有するモ一夕を駆動制御するモ一夕駆動制御装置において、 前記モー夕の各励磁相に供給 する励磁信号を生成する駆動手段と、 前記各励磁相毎に前記励磁信号の方向決定及びオン オフに切替えを行う制御手段とを備え、 前記制御手段は、 前記切替えの時にモー夕の前記 各励磁相の励磁電流の合計値を一定に保つように前記励磁信号を生成することを特徴とす るモータ駆動制御装置。
1 4 . 前記制御手段は、 前記切替時に切り替えられる前記励磁信号の変化率を制御する 請求の範囲第 1 3項記載のモータ駆動制御装置。
1 5 . 前記駆動手段は、 前記励磁信号として前記モ一夕の複数の励磁コイルに供給する 励磁電流を生成する駆動回路を有し、 前記制御手段は、 前記励磁電流の切換時に前記励磁 電流が立上がる励磁相と立下がる励磁相の電流変化率を一致させるか又は同程度にする駆 動信号を前記駆動回路に供給する請求の範囲第 1 4項記載のモー夕駆動制御装置。
1 6 . 前記制御手段は、 前記励磁電流が切替えられない励磁相に対する上段用 （順方向 電流用） の第 1の P MW信号と下段用 （逆方向電流用） の第 3の P MW信号と、 前記励磁 電流が立上がる励磁相及び Z又は立下がる励磁相に対する上段用 （順方向電流用） の第 2 の PWM信号と下段用 （逆方向電流用） の第 4の PWM信号とを合成演算することにより、 前記駆動信号を生成する請求の範囲第 1 5項記載のモー夕駆動制御装置。
1 7 . 前記第 2の P WM信号及び前記第 4の P WM信号のデューティ比は、 前記切替時 のモー夕電流、 前記第 1の P WM信号及び前記第 3の PWM信号のデューティ比、 モータ の回転角速度、 モ一夕の逆起電圧定数、 モー夕駆動回路に供給される電源電圧及びモータ と駆動回路の等価電気回路の抵抗成分の関数である請求の範囲第 1 6項記載のモー夕駆動 制御装置。
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