WO2000018197A1 - Schaltungsanordnung zum betreiben von gasentladungslampen - Google Patents

Schaltungsanordnung zum betreiben von gasentladungslampen Download PDF

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WO2000018197A1
WO2000018197A1 PCT/EP1999/006085 EP9906085W WO0018197A1 WO 2000018197 A1 WO2000018197 A1 WO 2000018197A1 EP 9906085 W EP9906085 W EP 9906085W WO 0018197 A1 WO0018197 A1 WO 0018197A1
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switch
gas discharge
circuit
switches
discharge lamp
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PCT/EP1999/006085
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Urs Rast
Martin Huber
Felix Tobler
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Knobel Ag Lichttechnische Komponenten
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    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement for operating gas discharge lamps, in particular high-pressure gas discharge lamps, which is used in electronic ballasts for corresponding gas discharge lamps.
  • High-pressure gas discharge lamps differ from low-pressure gas discharge lamps, among other things, in that they require higher ignition voltages and their color temperature changes with the lamp power supplied in each case.
  • the latter property has the consequence that high-pressure gas discharge lamps are difficult or not dimmable. Rather, in order to maintain the color temperature of the high-pressure gas discharge lamp, the energy supplied to the respective lamp must be kept constant by means of an appropriate control.
  • An electronic ballast for high pressure gas discharge lamps must therefore generate a high ignition voltage on the one hand and on the other hand offer the option of keeping the power supplied to the lamp constant.
  • Known electronic ballasts for high-pressure gas discharge lamps are based on a full-bridge circuit which comprises four controllable electronic switches. This principle will be explained below with reference to FIG. 4, the circuit shown in FIG. 4 being known, for example, from WO-A-86/04752.
  • this known circuit for controlling a gas discharge lamp EL in particular a high-pressure gas discharge lamp, comprises a full bridge with four controllable switches S1-S4, which are formed in particular by bipolar transistors in accordance with the above-mentioned document.
  • a series resonance circuit consisting of a coil L1 and a capacitor C1 is connected, the gas discharge lamp EL to be controlled being arranged in parallel with the capacitor C1.
  • the full bridge is fed with a direct voltage U 0 .
  • Free-wheeling diodes are connected in parallel to the switches or transistors S 1 - S 4, but are not shown in FIG. 4 for the sake of simplicity.
  • WO-A-86/04752 proposes closing switch S4 and opening switches S2 and S3 during a first operating phase. Furthermore, the switch S 1 is alternately switched on and off with a high clock frequency during this first operating phase. During the on period of the switch S l, a direct current flows through the switch S l, the coil or choke L1, the gas discharge lamp EL and the switch S4 always closed during this operating phase.
  • the gas discharge lamp EL flickers less during its operation and a higher luminous efficiency is possible.
  • deposits can accumulate in the electrode area of the gas discharge lamp EL, which deposits are caused by the electron flow always flowing in the same direction.
  • the gas discharge lamp EL is repeatedly reversed at a low frequency. This is done in that the switches or transistors S1 and S4 are now opened permanently and the switch S3 is closed permanently during a second operating phase. Furthermore, the switch S2 is alternately switched on and off at a high frequency during this second operating phase, so that in principle the same mode of operation is established as during the previously described first operating phase, but the current flow through the gas discharge lamp EL is reversed during the second operating phase.
  • the full bridge shown in FIG. 4 is operated in principle with the direct voltage U 0 , but with the low-frequency polarity reversal between the bridge diagonals S1-S4 and S2-S3, that is, with the low-frequency switching between the two First and second operating phases described above, a low-frequency alternating current is supplied to the gas discharge lamp EL and the choke L1, the frequency of which corresponds to the polarity reversal.
  • switch S 1 or switch S2 is alternately switched on and off at a high frequency.
  • the size ratio between the clock frequency with which the switches S 1 and S2 are alternately switched on and off and the significantly lower polarity reversal frequency should be chosen to be as large as possible, and can be, for example, 1000: 1.
  • the larger this ratio the smaller the choke or coil L1 can be dimensioned. Due to the " high-frequency switching of the switches S 1 and S2, a correspondingly high-frequency current is generated, which flows through the choke L1
  • the choke serving to limit the lamp current can therefore be dimensioned smaller than in the case when a low-frequency current would flow through it.
  • the gas discharge lamp EL shown in FIG. 4 is ignited with the aid of the series resonance circuit formed by the inductor L1 and the capacitor C l, operation of the gas discharge lamp EL having a frequency being required for the ignition. which is close to the resonance frequency of the series resonance circuit. If this is the case, a voltage surge occurs at the gas discharge lamp EL, which leads to the ignition of the gas discharge lamp.
  • Control circuit to control the switches S1, S4 or S2, S3 of the full bridge arranged in the bridge diagonals during a first operating phase in a complementary manner at a relatively high frequency until the gas discharge lamp ignites.
  • the control circuit then switches to a second operating phase (nominal operating phase) in which the control circuit drives the switches S1-S4 of the full-bridge arrangement in a complementary manner with a relatively low frequency.
  • a control device is used which is coupled on the output side to the full bridge via a capacitance such that the full bridge is arranged parallel to the capacitance.
  • the control device also serves to supply the full bridge with voltage and, in particular, controls the power supplied to the gas discharge lamp.
  • the voltage present at the output terminals of the control device and the instantaneously flowing current are measured, the corresponding values are multiplied and the actual value formed is fed to the control device as the actual value of the lamp power.
  • the control circuit mentioned above is connected to the control device and gives the desired value of the output power
  • Control device the control circuit in particular raises the setpoint during the first operating phase described above (start-up operating phase) so that the control device can supply the full bridge with a higher output power.
  • the gas discharge lamp can be ignited by an ignition device which is coupled to the inductance L1 arranged in the bridge branch.
  • the gas discharge lamp can be ignited by using the capacitance C1 shown in FIG. 4 and the gas discharge lamp EL connected in parallel, which together with the inductor L1 forms a series resonant circuit.
  • FIG. 5 A further circuit arrangement for igniting and operating gas discharge lamps, in particular metal-halogen high-pressure gas discharge lamps, which is known from GB-A-2319 677, is shown in FIG. 5.
  • This circuit arrangement also comprises four controllable switches S1-S4 connected to a full bridge, which can be formed by bipolar transistors or field-effect transistors.
  • a full bridge which can be formed by bipolar transistors or field-effect transistors.
  • a gas discharge lamp EL In the bridge branch of this full-bridge circuit there is a gas discharge lamp EL and a series resonance circuit formed by an inductor L1 and a capacitor C1.
  • the full bridge is operated with the aid of a corresponding control circuit, which can control the individual switches S1-S4 individually via corresponding bridge drivers, at a relatively high frequency, which can be in the range 20-40 kHz Frequency is chosen in particular in such a way that it is close to the resonance frequency of the series resonance circuit, consisting of the inductance Ll and the capacitance Cl, so that after a certain time the gas discharge lamp EL ignites.
  • the ignition of the gas discharge lamp El can be done, for example, by monitoring the lamp current or be monitored by monitoring the lamp helicopter as soon as the ignition of the gas discharge lamp EL has been detected, the full bridge is switched to a low operating frequency, which can be in particular in the range 50-200 Hz, in order to operate the lamp.
  • a low operating frequency which can be in particular in the range 50-200 Hz, in order to operate the lamp.
  • the circuit arrangement known from this publication also includes a
  • the primary winding L2 is arranged in series with the capacitance Cl of the Se ⁇ enresonanznikes, while the secondary winding is connected in series with the gas discharge lamp EL.
  • This transformer with the inductors L2 and L3 is used when a current flows through the capacitor Cl (which is particularly important when the high
  • Ignition frequency is the case) to generate an increased voltage in the secondary coil L3, which is applied to the gas discharge lamp EL. In this way, the ignition and the operation of the gas discharge lamp EL can be facilitated
  • the circuit arrangement shown in FIG. 5, in which an autotransformer is used, the primary winding L2 of which is connected in series with the Se ⁇ enresonanz Vietnamesekapazitat Cl and the secondary winding L3 in series with the gas discharge lamp EL, has the disadvantage that a ripple current flowing through the full bridge is transformed up and accordingly negatively influences the lamp current.
  • the circuit arrangement known from EP-A2-0740 492, which has also been discussed above, allows regulation or maintenance of the power supplied to the full bridge, but requires a relatively large number of components for this, so that the circuit arrangement is relatively complex and expensive
  • the present invention is therefore based on the object of proposing an improved circuit arrangement for igniting or operating gas discharge lamps, in particular high-pressure gas discharge lamps, which avoids the problems described above.
  • circuit arrangement which, on the one hand, enables the power supplied to the lamp to be kept constant, but on the other hand requires fewer components than the circuit arrangement known from EP-A2-0740 492 and is accordingly cheaper to implement.
  • the circuit arrangement according to the invention is intended to be reliable Allow the gas discharge lamp to be ignited, particularly since it should be ensured after the ignition that the lamp current is not adversely affected.
  • the gas discharge lamp is operated analogously to the known prior art with a full-bridge circuit in such a way that switching between the two bridge diagonals is carried out at a relatively low frequency, the switches of the one bridge diagonal being switched on and the switches of the other bridge diagonal being switched off.
  • at least one switch of the activated bridge diagonal is switched on and off alternately at a relatively high frequency, and according to the present invention this high-frequency switch is always closed when the branch current flowing over the bridge branch of the full bridge has a minimum, ie a lower reversal point has reached.
  • the opening of this high-frequency switch can be chosen as desired, the point in time of the opening regulating in particular the power supplied to the gas discharge lamp.
  • the lowering of the current flowing in the bridge branch can be partially accelerated by opening the second switch of the activated bridge diagonal after a predetermined period of time in addition to your high-frequency switch
  • the branch current flowing in the bridge branch of the full bridge is monitored, in particular, with the aid of an inductance connected into the bridge branch, which is part of a series resonance circuit which is coupled in the bridge branch to the gas discharge lamp to be controlled
  • the current level of the branch current flowing through this inductance can be determined via a shunt resistor which is coupled to the full bridge
  • a warm-up phase is carried out according to claim 26. It is a known property of high-pressure gas discharge lamps that they have a relatively poorly controllable and unstable behavior until they are fully heated to operating temperature. Complete warming occurs after about one to two minutes. In the warming up phase (with a lamp voltage of approx. 20 volts), the voltage applied to the gas discharge lamp is lower than in normal operation (with a lamp voltage of approx. 80 - 90 volts). If the electronic ballast or the circuit arrangement were operated in the warm-up phase as in normal operation, this had the consequence that a lower lamp current flows over the inductance located in the bridge branch, so that no reliable information about the branch current mentioned above can be made. For this reason, it is proposed according to the present invention to switch the switches of the two bridge diagonals on and off at high frequency during the warm-up phase. After the warm-up phase is completed, the system switches over to the normal operation described above
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a circuit arrangement according to the invention in accordance with a preferred exemplary embodiment of the present invention
  • FIG. 2a shows a first diagram which shows time-dependent voltage and current profiles in the circuit arrangement shown in FIG. 1,
  • FIG. 2b shows a second diagram which shows the time-dependent current curve and switching states in the circuit arrangement shown in FIG. 1 in accordance with a further development
  • FIG. 3 shows an electronic ballast in which the circuit arrangement shown in FIG. 1 is used.
  • Fig. 4 shows a circuit arrangement according to the known prior art
  • FIG. 5 shows a further circuit arrangement according to the known prior art.
  • the circuit arrangement shown in FIG. 1 comprises controllable switches S 1 - S 4 which are connected to form a full bridge.
  • a DC voltage U 0 is applied to the full bridge, from a suitable DC voltage source of the corresponding electronic ballast.
  • free-wheeling diodes are connected in parallel to the switches S 1 - S 4, for the sake of simplicity only the free-wheeling diode D 1 connected in parallel with the switch S 1 is shown as switches S 1 - S 4, field-effect transistors are preferably used , which already contain the freewheeling diodes.
  • Gas discharge lamp EL in particular a high-pressure gas discharge lamp
  • the circuit arrangement shown in FIG. 1 is particularly suitable for the operation of metal-halogen high-pressure gas discharge lamps which require particularly high ignition voltages.
  • high-pressure gas discharge lamps differ from low-pressure gas discharge lamps in particular by the fact that they require higher ignition voltages and a higher pressure occurs in their smaller lamp body.
  • high-pressure gas discharge lamps have a higher luminance, but the color temperature of the respective high-pressure gas discharge lamp changes with the power supplied.
  • Electronic ballasts for high-pressure gas discharge lamps should therefore on the one hand provide high ignition voltages and on the other hand allow the power supplied to be kept constant
  • a series resonance circuit is coupled to the bridge branch of the full bridge shown in FIG. 1, which comprises an inductance Ll and a capacitance C l, the capacitance Cl acting on a tap point of the inductance Ll and being connected in parallel to the switch S4 via a further controllable switch S5
  • a smoothing or filter circuit is provided, which has a further inductance L2 and a further capacitance C2, these components being connected as shown in FIG. 1.
  • a resistor R1 is also connected to the full bridge, which serves as a current measuring or shunt resistor
  • the aforementioned series resonance circuit with the inductance L1 and the capacitance C1, in combination with the further capacitance C2, is used in particular to ignite the gas discharge lamp EL.
  • the series resonant circuit is excited in resonance, ie a frequency corresponding to the resonant frequency is supplied to the lamp.
  • the resonant circuit is excited by alternately switching switches S3 and S4. This will be explained in more detail below
  • switches S 1 and S2 are opened with the aid of a suitable control circuit and switch S5. which is in series with the capacity Cl, closed.
  • the other two switches for example switches S3 and S4, of the full bridge are opened and closed alternately, this being done at a relatively high frequency (approx. 150 kHz).
  • the switching frequency is slowly moving towards the resonance frequency of the inductor Ll and the capacitance C l formed series resonance circuit lowered
  • the ignition voltage of the gas discharge lamp EL is usually reached before the resonance frequency is reached.
  • the switching frequency for the switches S3 and S4 is kept at this frequency until the lamp EL ignites.
  • the voltage dropping on the right half of L1 is, for example, in a ratio of 1:15 to the left half, which is coupled to the gas discharge lamp EL, on account of the autotransformer polarity realized by the inductance L1.
  • the voltage appearing on the left half of the inductance L1 forms the actual ignition voltage for the gas discharge lamp EL, which is applied to the lamp via the capacitor C2.
  • the voltage falling at the tapping point of the inductance L1 is measured, which voltage is proportional to the ignition or lamp voltage u EL , since after the lamp EL has been ignited, it has a damping effect on the series resonant circuit.
  • the switch S5 is opened for the subsequent normal operation.
  • the switch S5 is not absolutely necessary for the functionality of the circuit arrangement according to the invention. Rather, the switch S5 could remain closed even after the gas discharge lamp EL had been ignited or could in principle be replaced by a corresponding bridging. With the help of the switch S5, which is opened after the gas discharge lamp EL has been ignited, cleaner operation of the gas discharge lamp EL is possible. It should also be noted that the ignition coil L1 is designed in particular in such a way that it operates in saturation in normal operation, which will be explained in more detail below, and thus does not influence the rest of the circuit.
  • the full bridge is reversed with a relatively low frequency, which can be in particular in the range 80-150 Hz, while the switch S 1 or S2 of the respectively activated bridge diagonal also alternates high and low, for example with a frequency of approx. 45 kHz is turned off.
  • This high-frequency switching on and off of the switches S l or S2 takes place with the aid of a high-frequency pulse-width-modulated control signal from a corresponding control circuit, which is screened with the aid of the filter or smoothing circuit consisting of the components L2 and C2, so that at the
  • Gas discharge lamp EL only the linear mean value of the branch current flowing over the bridge branch ⁇ L2 is raised With the aid of the pulse-width-modulated control signal, the power supplied to the full bridge can be kept constant, which - as mentioned at the beginning - is particularly important for the operation of high-pressure gas discharge lamps.
  • Gas discharge lamp El supplied current is generated by switching or reversing the polarity of the two bridge diagonals, ie by switching from S 1 and S4 to S2 and S3.
  • the lamp EL is connected to the supply voltage U 0 or to ground via the right bridge branch with the switches S3 and S4, so that essentially only the low-frequency component is present at the terminals of the lamp EL
  • the controllable switch S 1 or S2 of the respectively activated bridge diagonal is always closed when the branch current ⁇ L2 flowing through the inductor L2 has reached its minimum.
  • the "minimum” is understood to mean the lower reversal point of the current ⁇ L2 , this minimum being able to be in the slightly negative current value range -
  • the bridge diagonal is first activated with switches S2 and S3, while the bridge diagonal is deactivated with switches S 1 and S4. D h. switches S2 and S3 are closed, while switches S 1 and S4 are open.
  • a current ⁇ L2 begins to flow through the inductance L2, which rises according to an exponential function, a quasi-hnear increase in the current ⁇ 2 being evident in the region of interest here, so that subsequently the simplicity half of a linear rise or fall of the current ⁇ L is spoken of.
  • this current ⁇ L2 is interrupted, wherein - as has already been mentioned - the switch S2 is opened and closed in particular at high frequency and independently of the switching state of the switch S3.
  • the opening of the switch S2 has the result that the current ⁇ 2 initially continues to flow in the same direction via the freewheeling diode Dl of the open switch S1, but decreases continuously and can even reach a negative value.
  • the opening of the switch S2 can in principle be chosen arbitrarily, the time of opening the switch being particularly decisive for the power supply of the gas discharge lamp EL, so that the power supplied to the lamp can be regulated or kept constant by suitably setting the opening time.
  • the time or the maximum value of the branch current ⁇ L2 can be used as the switching point.
  • Protected field effect transistor S l or S2 i.e. protected against destruction, and field effect transistors can be used as switches S 1 or S2, which have relatively long clearing times for the corresponding free-wheeling diode. This will be explained in more detail below.
  • switch S2 Before switch S2 is closed, a voltage is applied across it, which in the present case is approximately 400 volts. If switch S2 is closed, this voltage breaks down, ie it drops very rapidly from 400 volts to 0 volts.
  • the special property of a field effect transistor is that the current at Activation of the corresponding field effect transistor already begins to flow before the corresponding voltage has dropped to 0 volts. In this short period between the increase in the current flowing for the field effect transistor and the reaching of the voltage 0 volts, the product of the current and the voltage becomes one for the respective field effect transistor supplied power formed, which can destroy the field effect transistor. It is therefore advantageous to switch the field effect transistor when there is a low current flow, in particular in the vicinity of the current value zero
  • the current flowing through the inductor L2 current ⁇ L2 flows via the freewheeling diode of Dl when the switch S is open and l and the switch S2 is still open. If the switch S2 is closed and the switch S 1 is opened, it takes a certain time until the electrons could be removed from the barrier layer of the free-wheeling diode D 1. During this time, the field effect transistor S 1 is practically in a conductive state. That means that the
  • Field effect transistor S2 is applied to the full operating voltage U 0 , which is approximately 400 volts, for a relatively short period of time until the blocking layer of the freewheeling diode Dl, which is assigned to the field effect transistor S1, is removed, which also leads to the overload described above and possibly even destruction of the field effect transistor S2 can occur. Because of the previously suggested
  • the instantaneous value of the current ⁇ L2 and the time of reaching its turning point is known.
  • the instantaneous value of the current ⁇ L2 can be determined, for example, by measuring the voltage dropping across the resistor R1.
  • the lower point of reversal of the current ⁇ L2 is preferably determined by a voltage tapped at the coil L2 for this purpose.
  • a winding or coil (not shown in FIG. 1) can be coupled to the coil L2 in a transformer manner, which differentiates the voltage across the coil Coil L2 flowing current ⁇ L2 leads and thus allows a statement about the reversal point of the current ⁇ L2
  • FIG. 2 shows the case where the bridge diagonal is activated with switches S2 and S3 during a first period T] of the circuit arrangement shown in FIG. 1, whereas the bridge diagonal is activated with switches S1 and S4 during a subsequent period T2 is. That is, during the period Tl, switch S3 is permanently closed and switches S1 and S4 are permanently open. Furthermore, the switch S2 is alternately switched on and off at high frequency during this time period T1. From Fig.
  • switches S2 and S3 are opened permanently, and switch S4 is switched on permanently.
  • the switch S l is now switched on and off alternately at high frequency, so that the course of the voltages u and u EL and the current i L2 shown in FIG. 2 results.
  • a control circuit is used to repeatedly switch between the operating phases during the time periods T1 and T2, this polarity reversal frequency being in particular in the range 80-150 Hz, while the high-frequency clock frequency of the switch S2 (during the time period T 1) or the switch S l (during the period T 2 ) in the range around 45 kHz.
  • the course of the current i L2 or the lamp voltage u EL shown in dashed lines in FIG. 2 results. From this dashed representation it can be seen that the current peaks are slightly reduced compared to the original profile before and after the switchover time and thus a somewhat softer transition of the lamp voltage u EL is achieved.
  • This diagram shows the current profile i L2 and the state of the second and third switches 2. 3 during the period T,. The other two switches are open during this period T).
  • a first phase ⁇ both switches are closed and the current i L2 rises continuously.
  • the second switch S2 is open and i L2 slowly decreases.
  • the third switch S3 is now also opened from a predetermined point in time after the opening of the second switch S2 in a third phase ⁇ 3 .
  • FIG. 3 shows the use of the circuit arrangement shown in FIG. 1 according to the present invention in an electronic ballast for operating gas discharge lamps, in particular high-pressure gas discharge lamps
  • the electronic ballast has a radio interference suppression filter with a symmetry transformer L4 L5 and capacitors C3 and C4, which are connected to a live conductor L, a neutral conductor and an earth conductor of a supply voltage network.
  • a rectifier is connected to the radio interference suppression filter, the diodes D5 - D8 comprises This rectifier is followed by a circuit which acts as a step-up converter and has resistors R2 - R6 capacitors C5 and C6, a diode D9, a transformer L6, L7, a field effect transistor S6 and an integrated control circuit 4 supplied by a supply voltage VCC. which, in particular, controls the field effect transistor S6, which serves as a switch, with the aid of a pulse-width-modulated signal depending on the voltage tapped at the resistor R3. In this way, it is achieved that the times in which the transistor S6 is conductive are controlled during a mains half-wave that the envelope curve of the current consumed is essentially sinusoidal.
  • the electronic ballast shown in FIG. 3 comprises the circuit arrangement shown in FIG. 1, the corresponding components being provided with identical reference numerals, so that a repetition of the description of these components can be omitted.
  • winding L3 is shown, which is transformer-coupled to the inductor L2 located in the bridge branch of the full bridge and is used to detect the reversal point of the current ⁇ L2 (cf. FIG. 1).
  • the central control circuit 1 is shown in FIG. 3 created by a
  • Supply voltage VDD is supplied and on the one hand by means of the coil L3 to the point of reversal of the current ⁇ L2 and with the aid of the tapped across resistor Rl voltage the instantaneous height of the current ⁇ L2 detected Furthermore monitors this control circuit 1, which (especially as an application specific integrated circuit Application Specific Integrated Circuit, ASIC), which can be configured on
  • the outputs of the control circuit 1 are coupled to bridge drivers 2 and 3, which each serve to control the field effect transistors S 1 and S2 or S3 and S4.
  • the field effect transistor S5 which also serves as a switch and is connected in series with the resonant circuit capacitance C1, is driven directly by the control circuit 1

Abstract

Schaltungsanordnung zum Zünden und Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Hochdruck-Gasentladungslampen. Die Schaltungsanordnung umfasst vier zu einer Vollbrücke verschaltete steuerbare Schalter (S1, S4), wobei im Brückenzweig der Vollbrücke eine Gasentladungslampe (EL) anzuordnen ist. Nach dem Zünden und Betreiben der Gasentladungslampe (EL) wird ein Aufwärmbetrieb durchgeführt, in dem jeweils zwischen den beiden Brückendiagonalen (S1, S4; S2, S3) umgeschaltet wird. Das Zünden der Gasentladungslampe (EL) erfolgt über ein mit dem Brückenzweig gekoppelten Serienresonanzkreis (L1, C1), wobei zwei in Serie geschaltete Schalter (S1, S2) der Vollbrücke dauerhaft geöffnet und die anderen beiden Schalter (S3, S4) abwechselnd hochfrequent ein- und ausgeschaltet werden. Der eigentliche Normalbetrieb erfolgt durch niederfrequentes Umschalten zwischen den Schaltern der beiden Brückendiagonalen (S1, S4; S2, S3), wobei zudem ein Schalter (S1, S2) der jeweils aktivierten Brückendiagonale hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, wobei dieser Schalter (S1, S2) mit der hohen Frequenz immer dann eingeschaltet wird, wenn der über den Brückenzweig fliessende Strom (iL2) einen unteren Umkehrpunkt, d.h. einen minimalen Wert, erreicht hat.

Description

Schaltungsanordnung zum Betreiben von Gasentladungslampen
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Hochdruck-Gasentladungslampen, welche in elektronischen Vorschaltgeräten für entsprechende Gasentladungslampen zum Einsatz kommt.
Hochdruck-Gasentladungslampen unterscheiden sich von Niederdruck- Gasentladungslampen unter anderem dadurch, daß sie höhere Zündspannungen benötigen und sich ihre Farbtemperatur mit der jeweils zugeführten Lampenleistung ändert. Die letztgenannte Eigenschaft hat zur Folge, daß Hochdruck- Gasentladungslampen nur schwer oder nicht dimmbar sind. Vielmehr muß zur Erhaltung der Farbtemperatur der Hochdruck-Gasentladungslampe die der jeweiligen Lampe zugeführte Energie durch eine entsprechende Regelung konstant gehalten werden. Ein elektronisches Vorschal tgerät für Hochdruck-Gasentladungslampen muß demnach zum einen eine hohe Zündspannung erzeugen und zum anderen die Möglichkeit bieten, die der Lampe zugeführte Leistung konstant zu halten.
Bekannte elektronische Vorschaltgeräte für Hochdruck-Gasentladungslampen basieren auf einer Vollbrückenschaltung, die vier steuerbare elektronische Schalter umfaßt. Dieses Prinzip soll nachfolgend anhand Fig. 4 erläutert werden, wobei die in Fig. 4 gezeigte Schaltung beispielsweise aus der WO-A-86/04752 bekannt ist.
Wie bereits erwähnt worden ist, umfaßt diese bekannte Schaltung zum Ansteuern einer Gasentladungslampe EL, insbesondere einer Hochdruck-Gasentladungslampe, eine Vollbrücke mit vier steuerbaren Schaltern Sl - S4, die gemäß der zuvor genannten Druckschrift insbesondere durch Bipolartransistoren gebildet sind. In dem Brückenzweig dieser Vollbrücke ist ein Serienresonanzkreis bestehend aus einer Spule Ll und einem Kondensator Cl geschaltet, wobei die anzusteuernde Gasentladungslampe EL parallel zu dem Kondensator Cl angeordnet ist. Die Vollbrucke wird mit einer Gleichspannung U0 gespeist. Zu den Schaltern bzw. Transistoren S l - S4 sind Freilaufdioden parallel geschaltet, die jedoch der Einfachheit halber in Fig. 4 nicht dargestellt sind. Zum Betreiben der Gasentladungslampe EL wird in der WO-A- 86/04752 vorgeschlagen, während einer ersten Betriebsphase den Schalter S4 zu schließen und die Schalter S2 und S3 zu öffnen. Des weiteren wird während dieser ersten Betriebsphase der Schalter S l mit einer hohen Taktfrequenz abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Während der Einschaltdauer des Schalters S l fließt ein Gleichstrom über den Schalter S l , die Spule bzw. Drossel Ll , die Gasentladungslampe EL und den während dieser Betriebsphase stets geschlossenen Schalter S4. Durch Öffnen des Transistors S l wird der Stromfluß unterbrochen und die in der Spule Ll durch den Stromfluß zuvor aufgebaute magnetische Energie in elektrische Energie umgesetzt, die eine Gegenspannung liefert, welche bis zum nächsten Einschaltzeitpunkt des Schalters S l den Stromfluß durch die Gasentladungslampe EL in gleicher Richtung aufrecht erhält, wobei die in der Spule Ll gespeicherte Energie abgebaut wird. Durch erneutes Einschalten des Schalters S l wird erneut der zuvor beschriebene Stromkreis geschlossen, so daß sich der oben erwähnte Vorgang wiederholt. Während dieser ersten Betriebsphase, in der die Schalter S2 und S3 dauerhaft geöffnet und der Schalter S4 dauerhaft geschlossen ist und der Schalter S l hochfrequent abwechselnd geöffnet und geschlossen wird, wird die Gasentladungslampe EL stets in gleicher Richtung vom Strom durchflössen. Dies führt dazu, daß die Gasentladungslampe EL während ihres Betriebs weniger flackert und eine höhere Lichtausbeute möglich ist. Beim dauerhaften Betrieb mit der Gleichspannung U0 können sich jedoch im Elektrodenbereich der Gasentladungslampe EL Ablagerungen ansammeln, welche durch den stets in gleiche Richtung strömenden Elektronenfluß verursacht werden. Um diese Ablagerungen zu vermeiden, wird die Gasentladungslampe EL wiederholt niederfrequent umgepolt. Dies geschieht dadurch, daß während einer zweiten Betriebsphase nunmehr die Schalter bzw. Transistoren Sl und S4 dauerhaft geöffnet und der Schalter S3 dauerhaft geschlossen wird. Des weiteren wird während dieser zweiten Betriebsphase der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet, so daß sich im Prinzip dieselbe Betriebsweise wie während der zuvor beschriebenen ersten Betriebsphase einstellt, wobei jedoch während der zweiten Betriebsphase der Stromfluß durch die Gasentladungslampe EL umgekehrt ist.
Zusammenfassend kann demnach festgestellt werden, daß die in Fig. 4 gezeigt Vollbrücke im Prinzip mit der Gleichspannung U0 betrieben wird, wobei jedoch durch das niederfrequente Umpolen zwischen den Brückendiagonalen Sl - S4 bzw. S2 - S3, d.h. durch das niederfrequente Umschalten zwischen den beiden zuvor beschriebenen ersten und zweiten Betriebsphasen, der Gasentladungslampe EL und der Drossel Ll ein niederfrequenter Wechselstrom zugeführt wird, dessen Frequenz der Umpolfrequenz entspricht. Während der beiden Betriebsphasen wird entweder der Schalter S 1 oder der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Das Größenverhältnis zwischen der Taktfrequenz, mit der die Schalter S l bzw. S2 abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, und der deutlich niedrigeren Umpolfrequenz sollte möglichst groß gewählt werden, und kann beispielsweise 1000: 1 betragen. Je größer dieses Verhältnis ist, umso kleiner kann die Drossel bzw. Spule Ll dimensioniert werden. Aufgrund des "hochfrequenten Umschaltens der Schalter S l bzw. S2 wird ein entsprechend hochfrequenter Strom erzeugt, der durch die Drossel Ll fließt. Die zur Begrenzung des Lampenstroms dienende Drossel kann daher kleiner dimensioniert werden als im Fall, wenn sie von einem niederfrequenten Strom durchflössen werden würde.
Das Zünden der in Fig. 4 gezeigten Gasentladungslampe EL erfolgt mit Hilfe des durch die Drossel Ll und den Kondensator C l gebildeten Serienresonanzkreises, wobei zum Zünden ein Betrieb der Gasentladungslampe EL mit einer Frequenz erforderlich ist. die in der Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises liegt. Ist dies der Fall, tritt an der Gasentladungslampe EL eine Spannungsüberhöhung auf, die zum Zünden der Gasentladungslampe führt.
Aus der EP-A2-0740 492 ist eine ähnliche Schaltungsanordnung zum Zünden und Betreiben einer Gasentladungslampe, insbesondere einer Hochdruck- Gasentladungslampe, bekannt. Zum Zünden bzw. Betreiben der Gasentladungslampe wird in dieser Druckschrift vorgeschlagen, mit Hilfe einer entsprechenden
Steuerschaltung die in den Brückendiagonalen angeordneten Schalter Sl , S4 bzw. S2, S3 der Vollbrücke während einer ersten Betriebsphase komplementär mit einer relativ hohen Frequenz zu steuern, bis die Gasentladungslampe zündet. Anschließend schaltet die Steuerschaltung in eine zweite Betriebsphase (Nominalbetriebsphase) um, in der die Steuerschaltung die Schalter Sl - S4 der Vollbrückenanordnung komplementär mit einer relativ niedrigen Frequenz ansteuert. Zudem wird gemäß dieser Druckschrift eine Regeleinrichtung verwendet, die ausgangsseitig über eine Kapazität mit der Vollbrücke derart gekoppelt ist, daß die Vollbrücke parallel zu der Kapazität angeordnet ist. Die Regeleinrichtung dient zudem zur Spannungsversorgung der Vollbrücke und regelt insbesondere die der Gasentladungslampe zugeführte Leistung. Zu diesem Zweck wird die an den Ausgangsklemmen der Regeleinrichtung anliegende Spannung sowie der augenblicklich fließende Strom gemessen, die entsprechenden Werte werden multipliziert und der gebildete Istwert als Istwert der Lampenleistung der Regeleinrichtung zugeführt. Die zuvor erwähnte Steuerschaltung ist mit der Regeleinrichtung verbunden und gibt den Sollwert der Ausgangsleistung der
Regeleinrichtung vor. wobei die Steuerschaltung insbesondere während der oben beschriebenen ersten Betriebsphase (Anlaufbetriebsphase) den Sollwert anhebt, damit die Regeleinrichtung der Vollbrücke eine höhere Ausgangsleistung zuführen kann. Die Zündung der Gasentladungslampe kann durch eine Zündvorrichtung erfolgen, die mit der im Brückenzweig angeordneten Induktivität Ll gekoppelt ist. Alternativ kann die Gasentladungslampe durch Verwendung der in Fig. 4 gezeigten und der Gasentladungslampe EL parallel geschalteten Kapazität Cl gezündet werden, die zusammen mit der Induktivität Ll einen Serienresonanzkreis bildet. Eine weitere Schaltungsanordnung zum Zünden und Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Metallhalogen-Hochdruck- Gasentladungslampen, die aus der GB-A-2319 677 bekannt ist, ist in Fig 5 dargestellt Auch diese Schaltungsanordnung umfaßt vier zu einer Vollbrucke verschaltete steuerbare Schalter Sl - S4, die durch Bipolartransistoren oder Feldeffekttransistoren gebildet sein können Im Bruckenzweig dieser Vollbruckenschaltung befindet sich eine Gasentladungslampe EL sowie ein durch eine Induktivität Ll und eine Kapazität Cl gebildeter Seπenresonanzkreis. Zum Starten, d h Zünden, der Gasentladungslampe EL wird die Vollbrucke mit Hilfe einer entsprechenden Steuerschaltung, welche die einzelnen Schalter Sl - S4 über entsprechende Bruckentreiber einzeln ansteuern kann, mit einer relativ hohen Frequenz betrieben, die im Bereich 20 - 40 kHz liegen kann Diese hohe Frequenz ist insbesondere derart gewählt, daß sie in der Nahe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises, bestehend aus der Induktivität Ll und der Kapazität Cl , hegt, so daß nach einer gewissen Zeit die Gasentladungslampe EL zündet Das Zünden der Gasentladungslampe El kann beispielsweise durch Überwachen des Lampenstroms oder durch Überwachen der Lampenhel gkeit erfaßt werden Sobald die Zündung der Gasentladungslampe EL erfaßt worden ist, wird die Vollbrucke auf eine niedrige Betπebsfrequenz, die insbesondere im Bereich 50 - 200 Hz liegen kann, umgeschaltet, um die Lampe zu betreiben. Wie Fig. 5 entnommen werden kann, umfaßt die aus dieser Druckschrift bekannte Schaltungsanordnung zudem einen als
Zund- oder Spartransformator bezeichneten Transformator, dessen Primärwicklung L2 in Serie mit der Kapazität Cl des Seπenresonanzkreises angeordnet ist, wahrend die Sekundärwicklung in Serie mit der Gasentladungslampe EL geschaltet ist Dieser Transformator mit den Induktivitäten L2 und L3 dient dazu bei Auftreten eines Stromflusses durch den Kondensator Cl (was insbesondere bei Anliegen der hohen
Zundfrequenz der Fall ist) eine erhöhte Spannung in der Sekundarspule L3 zu erzeugen, die an die Gasentladungslampe EL angelegt wird Auf diese Weise kann das Zünden sowie der Betrieb der Gasentladungslampe EL erleichtert werden
Die in Fig. 5 gezeigte Schaltungsanordnung, bei der ein Spartransformator verwendet wird, dessen Primärwicklung L2 in Serie mit der Seπenresonanzkreiskapazitat Cl und dessen Sekundärwicklung L3 in Serie mit der Gasentladungslampe EL geschaltet ist, hat jedoch den Nachteil, daß auch ein durch die Vollbrucke fließender Rippeistrom hochtransformiert wird und dementsprechend den Lampenstrom negativ beeinflußt Die aus der EP-A2-0740 492 bekannte Schaltungsanordnung, welche ebenfalls zuvor diskutiert worden ist, ermöglicht zwar eine Regelung bzw Konstanthaltung der der Vollbrucke zugefuhrten Leistung, benotigt jedoch hierfür eine relativ große Anzahl von Bauelementen, so daß die Schaltungsanordnung relativ komplex und teuer ist Der vorliegenden Erfindung hegt daher die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schaltungsanordnung zum Zünden bzw. Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Hochdruck-Gasentladungslampen, vorzuschlagen, welche die zuvor beschriebenen Probleme vermeidet. Insbesondere soll eine Schaltungsanordnung vorgeschlagen werden, die einerseits eine Konstanthaltung der der Lampe zugefuhrten Leistung ermöglicht, jedoch andererseits mit weniger Bauelementen als die aus der EP-A2-0740 492 bekannte Schaltungsanordnung auskommt und dementsprechend billiger zu realisieren ist Darüber hinaus soll die ertindungsgemaße Schaltungsanordnung ein sicheres Zünden der Gasentladungslampe ermöglichen, weil insbesondere nach dem Zünden gewährleistet sein soll, daß der Lampenstrom nicht störend beeinflußt wird.
Die zuvor genannte Aufgabe wird gemäß der vorhegenden Erfindung durch eine Schaltungsanordnung mit Merkmalen der Ansprüche 1 , 26 oder 29 gelost. Die Unteranspruche beschreiben jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausfuhrungsformen der vorhegenden Erfindung.
Gemäß Anspruch 1 wird die Gasentladungslampe analog zu dem bekannten Stand der Technik mit einer Vollbrückenschaltung derart betrieben, daß mit einer relativ niedrigen Frequenz zwischen den beiden Bruckendiagonalen umgeschaltet wird, wobei jeweils die Schalter der einen Bruckendiagonale ein- und die Schalter der anderen Bruckendiagonale ausgeschaltet sind. Darüber hinaus wird zumindest ein Schalter der aktivierten Bruckendiagonale mit einer relativ hohen Frequenz abwechselnd ein- und ausgeschaltet, wobei gemäß der vorliegenden Erfindung dieser hochfrequent geschaltete Schalter stets dann geschlossen wird, wenn der über den Bruckenzweig der Vollbrucke fließende Zweigstrom ein Minimum, d.h. einen unteren Umkehrpunkt erreicht hat. Das Offnen dieses hochfrequent geschalteten Schalters kann beliebig gewählt werden, wobei der Zeitpunkt des Offnens insbesondere die der Gasentladungslampe zugefuhrte Leistung regelt. Das Einschalten des hochfrequent geschalteten Schalters im unteren Umkehrpunkt des über den Bruckenzweig fließenden Stromes, der insbesondere in der Nahe des Stromwerts Null egt, ermöglicht, daß der jeweils hochfrequent geschaltete Schalter geschont wird, da ihm zu diesem Zeitpunkt nahezu die Leistung Null zugeführt wird. Des weiteren können aufgrund dieser Maßnahme als steuerbare Schalter der Vollbrucke auch Feldeffekttransistoren mit integrierten Freilaufdioden verwendet werden, bei denen eine relativ lange Zeitspanne benotigt wird um die Elektronen aus der Sperrschicht der jeweiligen Freilaufdiode auszuräumen Derartige Feldeffekttransistoren sind jedoch bedeutend billiger als ebenfalls auf dem Markt erhältliche Feldeffekttransistoren mit relativ kurzen Ausraumzeiten, wie z B IGBTs. so daß die erfindungsgemaße Schaltungsanordnung mit billigeren Bauelementen auskommt Entsprechend einer Weiterbildung der Erfindung kann das Absenken des im Bruckenzweig fließenden Stromes teilweise beschleunigt werden, indem neben dein hochfrequent geschalteten Schalter auch der zweite Schalter der aktivierten Bruckendiagonale nach einem vorgegebenen Zeitraum geöffnet wird
Die Überwachung des im Bruckenzweig der Vollbrucke fließenden Zweigstroms erfolgt insbesondere mit Hilfe einer in den Bruckenzweig geschalteten Induktivität, die Bestandteil eines Serienresonanzkreises ist, der im Bruckenzweig mit der zu steuernden Gasentladungslampe gekoppelt ist Durch eine induktive Kopplung mit dieser Induktivität kann der untere Umkehrpunkt des Zweigstroms bestimmt werden Die momentane Hohe des durch diese Induktivität fließenden Zweigstroms kann über einen Shunt-Widerstand bestimmt werden, der mit der Vollbrucke gekoppelt ist
Nach dem Zünden und vor dem Normalbetrieb der Gasentladungslampe wird gemäß Anspruch 26 eine Aufwarmphase durchgeführt. Es ist eine bekannte Eigenschaft von Hochdruck-Gasentladungslampen, daß diese bis zur vollständigen Erwärmung auf Betriebstemperatur ein relativ schlecht kontrollierbares und instabiles Verhalten aufweisen. Die vollständige Erwärmung tritt etwa nach ein bis zwei Minuten ein. In der Erwarmungsphase (mit einer Lampenspannung von ca. 20 Volt) ist die an der Gasentladungslampe anhegende Spannung geringer als im Normalbetrieb (mit einer Lampenspannung von ca.80 - 90 Volt). Wurde das elektronische Vorschaltgerat bzw die Schaltungsanordnung in der Aufwarmphase wie im Normalbetπeb betrieben werden, hatte dies zur Folge, daß ein geringerer Lampenstrom über die im Bruckenzweig befindliche Induktivität fließt, so daß ggf keine zuverlässige Aussage über den zuvor erwähnten Zweigstrom getroffen werden kann. Aus diesem Grunde wird gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen, wahrend der Aufwarmphase die Schalter der beiden Bruckendiagonalen hochfrequent ein- und auszuschalten. Nach Abschluß der Aufwarmphase wird dann in den zuvor beschriebenen Normalbetrieb umgeschaltet
Zum Zünden der Gasentladungslampe wird gemäß Anspruch 29 vorgeschlagen, zwei miteinander gekoppelte Schalter, die in unterschiedlichen Bruckendiagonalen der Vollbrucke angeordnet sind, zu offnen, wahrend die anderen Schalter abwechselnd hochfrequent geöffnet und geschlossen werden Diese hohe Frequenz mit der die beiden zuletzt genannten Schalter abwechselnd geöffnet und geschlossen werden wird insbesondere derart gewählt, daß sie in der Nahe der Resonanzfrequenz des im Bruckenzweig der erfindungsgemaßen Schaltungsanordnung angeordneten Serienresonanzkreises hegt, so daß die anzusteuernde Gasentladungslampe sicher zünden kann. Auch bei der vorliegenden Erfindung kommt ein Spartransformatorprinzip zum Einsatz, wobei jedoch hierzu die Induktivität des Serienresonanzkreises verwendet wird und die Kapazität des Serienresonanzkreises an einen Anzapfungspunkt dieser Induktivität angreift. Auf diese Weise wird die an der einen Spulenhälfte abfallende Spannung auf die lampenseitige Spulenhälfte hochtransformiert, so daß eine erhöhte Zündspannung für die Gasentladungslampe realisiert werden kann.
Während des zuvor beschriebenen niederfrequenten Betriebs der Schaltungsanordnung, der beispielsweise bei Schaltfrequenzen zwischen 80 - 150 Hz erfolgt, entsteht zwangsläufig ein Brummen. Das Brummen mit dieser niedrigen Frequenz ist an sich relativ leise und nicht sehr störend. Störend wirken sich dagegen die Oberwellen aus, die durch die steilen Flanken an den Umschaltzeitpunkten erzeugt werden. Aus diesem Grunde wird gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel vorgeschlagen, diese Umschaltflanken flacher auszugestalten, wobei dies insbesondere durch eine Reduzierung der Stromspitzen des im Brückenzweig fließenden Zweigstroms vor und nach dem Umschalten realisiert wird. Diese Reduzierung der Stromspitzen kann beispielsweise durch hard- oder softwaremäßige Anpassung der Steuerschaltung der Schaltungsanordnung durchgeführt werden.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher beschrieben.
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,
Fig. 2a zeigt ein erstes Diagramm, welches zeitabhängige Spannungs- und Stromverläufe in der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung darstellt,
Fig. 2b zeigt ein zweites Diagramm, welches den zeitabhängigen Stromverlauf und Schaltzustände in der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung entsprechend einer Weiterbildung darstellt,
Fig. 3 zeigt ein elektronisches Vorschaltgerat, bei dem die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung eingesetzt ist.
Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung gemäß dem bekannten Stand der Technik, und
Fig. 5 zeigt eine weitere Schaltungsanordnung gemäß dem bekannten Stand der Technik. Die Fig 1 gezeigte Schaltungsanordnung umfaßt steuerbare Schalter S l - S4, die zu einer Vollbrucke verschaltet sind. An die Vollbrucke ist eine Gleichspannung U0 angelegt, die von einer geeigneten Gleichspannungsquelle des entsprechenden elektronischen Vorschaltgerats. in dem die Schaltungsanordnung verwendet wird, stammt Zu den Schaltern S l - S4 sind jeweils Freilaufdioden parallel geschaltet, wobei der Einfachheit halber in Fig 1 lediglich die dem Schalter S l parallel geschaltete Freilaufdiode Dl dargestellt ist Als Schalter S l - S4 werden vorzugsweise Feldeffekttransistoren verwendet, die die Freilaufdioden bereits enthalten In dem Bruckenzweig der in Fig 1 gezeigten Vollbrucke ist eine anzusteuernde
Gasentladungslampe EL, insbesondere eine Hochdruck-Gasentladungslampe, angeordnet Die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung ist insbesondere für den Betrieb von Metallhalogen-Hochdruck-Gasentladungslampen geeignet die besonders hohe Zündspannungen benotigen Wie bereits eingangs erwähnt worden ist, unterscheiden sich Hochdruck-Gasentladungslampen von Niederdruck- Gasentladungslampen insbesondere dadurch, daß sie höhere Zündspannungen benotigen und in ihrem kleineren Lampenkorper ein höherer Druck auftritt Des weiteren weisen Hochdruck-Gasentladungslampen eine höhere Leuchtdichte auf, wobei sich jedoch die Farbtemperatur der jeweiligen Hochdruck-Gasentladungslampe mit der zugefuhrten Leistung ändert. Elektronische Vorschaltgeräte für Hochdruck-Gasentladungslampen sollten daher einerseits hohe Zündspannungen bereitstellen und andererseits eine Konstanthaltung der zugefuhrten Leistung ermöglichen
Mit dem Bruckenzweig der in Fig 1 dargestellten Vollbrucke ist ein Serienresonanzkreis gekoppelt, der eine Induktivität Ll und eine Kapazität C l umfaßt, wobei die Kapazität Cl an einen Anzapfungspunkt der Induktivität Ll angreift und über einen weiteren steuerbaren Schalter S5 parallel zu dem Schalter S4 geschaltet ist Darüber hinaus ist eine Glattungs- oder Filterschaltung vorgesehen, die eine weitere Induktivität L2 und eine weitere Kapazität C2 aufweist, wobei diese Bauelemente wie in Fig 1 gezeigt verschaltet sind. An die Vollbrucke ist zudem ein Widerstand Rl angeschlossen, der als Strommeß- oder Shunt-Widerstand dient
Der zuvor erwähnte Serienresonanzkreis mit der Induktivität Ll und der Kapazität Cl dient in Kombination mit der weiteren Kapazität C2 insbesondere zum Zünden der Gasentladungslampe EL. Zu diesem Zweck wird der Serienresonanzkreis in Resonanz angeregt, d.h. eine der Resonanzfrequenz entsprechende Frequenz der Lampe zugeführt Die Anregung des Resonanzkreises erfolgt durch abwechselndes Schalten der Schalter S3 und S4 Dies soll nachfolgend naher erläutert werden Zum Zünden der Gasentladungslampe EL werden zwei unmittelbar in Serie geschaltete Schalter, beispielsweise die Schalter S l und S2, mit Hilfe einer geeigneten Steuerschaltung geöffnet und der Schalter S5. der sich in Serie mit der Kapazität Cl befindet, geschlossen. Die anderen beiden Schalter, beispielsweise die Schalter S3 und S4, der Vollbrucke werden abwechselnd geöffnet und geschlossen, wobei dies mit einer relativ hohen Frequenz (ca 150 kHz) erfolgt Die Schaltfrequenz wird langsam in Richtung auf die Resonanzfrequenz des durch die Induktivität Ll und die Kapazität C l gebildeten Serienresonanzkreises abgesenkt Die Zündspannung der Gasentladungslampe EL wird in der Regel bereits vor Erreichen der Resonanzfrequenz erreicht. In diesem Fall wird die Schaltfrequenz für die Schalter S3 und S4 auf dieser Frequenz gehalten bis die Lampe EL zündet. Die an der rechten Hälfte von Ll abfallende Spannung wird aufgrund des durch die Induktivität Ll realisierten Spartransformatorpπnzips beispielsweise im Verhältnis 1 : 15 auf die linke Hälfte, die mit der Gasentladungslampe EL gekoppelt ist. hochtransformiert, wobei die an der linken Hälfte der Induktivität Ll auftretende Spannung die tatsächliche Zündspannung für die Gasentladungslampe EL bildet, die über die Kapazität C2 an die Lampe angelegt wird. Um das Zünden der Gasentladungslampe EL zu erfassen, wird die an dem Anzapfungspunkt der Induktivität Ll abfallende Spannung gemessen, welche proportional zur Zund- bzw. Lampenspannung uEL ist, da nach dem Zünden der Lampe EL diese dampfend auf den Serienresonanzkreis einwirkt. Nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL wird der Schalter S5 für den nachfolgenden Normalbetrieb geöffnet.
Ergänzend ist zu bemerken, daß der Schalter S5 für die Funktionsfahigkeit der erfindungsgemaßen Schaltungsanordnung nicht unbedingt erforderlich ist. Vielmehr konnte der Schalter S5 auch nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL geschlossen bleiben oder grundsätzlich durch eine entsprechende Uberbruckung ersetzt sein. Mit Hilfe des Schalters S5, der nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL geöffnet wird, ist jedoch ein saubererer Betrieb der Gasentladungslampe EL möglich. Des weiteren ist zu bemerken, daß die Zündspule Ll insbesondere derart ausgelegt ist, daß sie im nachfolgend noch naher erläuterten Normalbetrieb in der Sättigung arbeitet und somit den Rest der Schaltung nicht beeinflußt. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, daß als Zündspule Ll eine Spule mit einem Eisenkern verwendet wird, der im Normalbetrieb in der Sättigung betrieben wird, so daß die Spule Ll nach dem Zünden der Gasentladungslampe EL im Normalbetrieb lediglich eine vernachlassigbare Induktivität bildet. Im Normalbetrieb ist somit lediglich die ebenfalls im Bruckenzweig vorgesehene Induktivität L2 strombegrenzend wirksam Nachfolgend soll der nach dem Zünden der Gasentladungslampe EL initiierte Normalbetrieb naher erläutert werden, wobei wahrend des Normalbetriebs die erfindungsgemaße Schaltungsanordnung bzw Vollbrucke in einem sog Discontinuous- Modus betrieben wird Prinzipiell wird die in Fig 1 gezeigte Vollbrucke mit den steuerbaren Schaltern S l - S4 auf an sich bekannte Art und Weise wahrend des
Normalbetriebs betrieben, d h die beiden Bruckendiagonalen mit den Schaltern Sl und S4 bzw S2 und S3 werden abwechselnd aktiviert und deaktiviert und somit die entsprechenden Schalter der beiden Bruckendiagonalen abwechselnd bzw komplement r zueinander ein- und ausgeschaltet, wobei zudem bei Aktivierung der Bruckendiagonale mit den Schaltern S l und S4 der Schalter S l hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, wahrend entsprechend bei Aktivierung der Bruckendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 der steuerbare Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird. D h. die Vollbrucke wird mit einer relativ niedrigen Frequenz, die insbesondere im Bereich 80 - 150 Hz liegen kann, umgepolt, wahrend der Schalter S l oder S2 der jeweils aktivierten Bruckendiagonale zudem hochfrequent, beispielsweise mit einer Frequenz von ca. 45 kHz, abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird. Dieses hochfrequente Ein- und Ausschalten der Schalter S l oder S2 erfolgt mit Hilfe eines hochfrequenten pulsweitenmoduherten Steuersignals einer entsprechenden Steuerschaltung, welches mit Hilfe der aus den Bauelementen L2 und C2 bestehenden Filter- oder Glattungsschaltung gesiebt wird, so daß an der
Gasentladungslampe EL lediglich der lineare Mittelwert des über den Bruckenzweig fließenden Zweigstroms ιL2 anhegt Mit Hilfe des pulsweitenmoduherten Steuersignals kann die der Vollbrucke zugefuhrte Leistung konstant gehalten werden, was - wie eingangs erwähnt worden ist - insbesondere für den Betrieb von Hochdruck- Gasentladungslampen wichtig ist Der niederfrequente Anteil des der
Gasentladungslampe El zugefuhrten Stroms wird durch Umschalten bzw. Umpolen der beiden Bruckendiagonalen, d.h. durch Umschalten von S l und S4 auf S2 und S3, erzeugt. Über den rechten Bruckenzweig mit den Schaltern S3 und S4 wird in diesem Fall die Lampe EL niederfrequent auf die Versorgungsspannung U0 oder auf Masse gelegt, so daß an den Anschlußklemmen der Lampe EL im wesentlichen lediglich der niederfrequente Anteil anliegt
Gemäß dem zuvor erwähnten niederfrequenten Discontinuous-Modus wird der steuerbare Schalter S l bzw S2 der jeweils aktivierten Bruckendiagonale immer dann geschlossen, wenn der über die Induktivität L2 fließende Zweigstrom ιL2 seιn Minimum erreicht hat. Mit "Minimum" wird dabei der untere Umkehrpunkt des Stroms ιL2 verstanden, wobei dieses Minimum durchaus auch im leicht negativen Stromwertbereich eεen kann - Zur Betrachtung des Stromverlaufs ιL2 soll nachfolgend davon ausgegangen werden, daß zunächst die Bruckendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 aktiviert ist, wahrend die Bruckendiagonale mit den Schaltern S l und S4 deaktiviert ist. D h. die Schalter S2 und S3 sind geschlossen, wahrend die Schalter S l und S4 geöffnet sind. Zum Zeitpunkt des Schheßens der Schalter S2 und S3 beginnt durch die Induktivität L2 ein Strom ιL2 zu fließen, der gemäß einer Exponentialfunktion ansteigt, wobei im hier interessierenden Bereich ein quasi-hnearer Anstieg des Stroms ι 2 zu erkennen ist, so daß nachfolgend der Einfachheit halber von einem linearen Anstieg bzw Abfall des Stroms ιL gesprochen wird. Durch Offnen des Schalters S2 wird dieser Strom ιL2 unterbrochen, wobei - wie bereits erwähnt worden ist - der Schalter S2 insbesondere hochfrequent und unabhängig vom Schaltzustand des Schalters S3 abwechselnd geöffnet und geschlossen wird. Das Offnen des Schalters S2 hat zur Folge, daß der Strom ι 2 zwar vorerst über die Freilaufdiode Dl des geöffneten Schalters Sl in die gleiche Richtung weiter fließt, aber kontinuierlich abnimmt und sogar schließlich einen negativen Wert erreichen kann. Dies ist insbesondere solange der Fall bis die Elektronen aus der Sperrschicht der Freilaufdiode Dl ausgeräumt worden sind. Das Erreichen dieses unteren Umkehrpunktes des Strom ι 2 wird überwacht und der Schalter S2 nach Erkennen dieses unteren Umkehrpunktes wieder geschlossen, so daß der Strom ιL wieder ansteigt. D.h. daß hochfrequente Einschalten des Schalters S2 erfolgt immer dann, wenn der untere Umkehrpunkt des Stroms ιL2 erreicht worden ist. Das Offnen des Schalters S2 kann im Prinzip beliebig gewählt werden, wobei der Zeitpunkt des Offnens des Schalters insbesondere entscheidend für die Leistungszufuhr der Gasentladungslampe EL ist, so daß durch geeignetes Einstellen des Offnungszeitpunkts die der Lampe zugefuhrte Leistung geregelt bzw. konstant gehalten werden kann. Als Schaltkπteπum kann hierfür beispielsweise die Zeit oder der Maximalwert des Zweigstroms ιL2 herangezogen werden.
Durch die Maßnahme, daß der jeweils hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltete Schalter S l bzw. S2 jeweils im unteren Umkehrpunkt des Stroms ιL , d.h. in der Nahe des Stromwerts Null, wieder eingeschaltet wird, wird der jeweilige
Feldeffekttransistor S l bzw. S2 geschont, d h. vor Zerstörung geschützt, und es können Feldeffekttransistoren als Schalter S l bzw. S2 verwendet werden, die verhältnismäßig lange Ausraumzeiten für die entsprechende Freilaufdiode aufweisen. Dies soll nachfolgend naher erläutert werden.
Bevor der Schalter S2 geschlossen wird, hegt über ihm eine Spannung an, die im vorliegenden Fall ca. 400 Volt betragt. Wird der Schalter S2 geschlossen, bricht diese Spannung zusammen, d.h. sie fallt sehr rasch von 400 Volt auf 0 Volt ab. Die besondere Eigenschaft eines Feldeffekttransistors ist es jedoch, daß der Strom bei Aktivierung des entsprechenden Feldeffekttransistors bereits zu fließen beginnt, ehe die entsprechende Spannung auf 0 Volt abgefallen ist In diesem kurzen Zeitabschnitt zwischen Anstieg des für den Feldeffekttransistor fließenden Stroms und dem Erreichen der Spannung 0 Volt wird durch das Produkt des Stroms und der Spannung eine dem jeweiligen Feldeffekttransistor zugefuhrte Leistung gebildet, die den Feldeffekttransistor zerstören kann. Daher ist es vorteilhaft, den Feldeffekttransistor bei einem geπngstmoghchen Stromfluß, insbesondere in der Nahe des Stromwerts Null, zu schalten
Des weiteren ist zu beachten, daß der über die Induktivität L2 fließende Strom ιL2 über die Freilaufdiode von Dl fließt, wenn der Schalter S l offen ist und auch der Schalter S2 noch offen ist. Wird der Schalter S2 geschlossen und der Schalter S l geöffnet, dauert es eine bestimmte Zeitspanne, bis die Elektronen aus der Sperrschicht der Freilaufdiode Dl ausgeräumt werden konnten. Wahrend dieser Zeit ist der Feldeffekttransistor S l praktisch in einem leitenden Zustand. Das bedeutet, daß der
Feldeffekttransistor S2 wahrend einer relativ kurzen Zeitspanne bis zum Ausräumen der Sperrschicht der Freilaufdiode Dl , die dem Feldeffekttransistor Sl zugeordnet ist, an der vollen Betriebsspannung U0, die ca. 400 Volt betragt, anliegt, wodurch es ebenfalls zu der zuvor beschriebenen Uberbelastung und ggf. sogar Zerstörung des Feldeffekttransistors S2 kommen kann. Aufgrund der zuvor vorgeschlagenen
Vorgehensweise, namlich dem Einschalten des Schalters S2 immer dann, wenn der über die Induktivit t L2 fließende Strom ιL2 sein Minimum erreicht hat, ist der zuvor anhand der Ausraumzeit des Schalters bzw. Feldeffekttransistors S l beschriebene Effekt nahezu unbeachthch, so daß für die Schalter Sl - S4 auch Feldeffekttransistoren verwendet werden können, die relativ lange Ausraumzeiten für die damit verbundenen Freilaufdioden aufweisen. Es gibt zwar bereits Schaltelemente mit sehr kurzen Ausraumzeiten, wie z. B. den sog. IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), wobei diese Bauelemente jedoch sehr teuer sind. Mit Hilfe der vorhegenden Erfindung kann somit auf die Verwendung derarti Όg teurer Bauelemente verzichtet werden
Für die zuvor beschriebene Vorgehensweise ist erforderlich, daß der augenblickliche Wert des Stroms ιL2 sowie der Zeitpunkt des Erreichens seines Umkehrpunkts bekannt ist. Der augenblickliche Wert des Stroms ιL2 kann beispielsweise durch Messen der an dem Widerstand Rl abfallenden Spannung bestimmt werden. Der untere Umkehrpunkt des Stroms ιL2 wird vorzugsweise durch eine transformatorisch an der Spule L2 abgegriffene Spannung bestimmt Zu diesem Zweck kann eine (in Fig. 1 nicht dargestellte) Wicklung oder Spule transformatorisch mit der Spule L2 gekoppelt werden, die zu einer Differenzierung des über die Spule L2 fließenden Stroms ιL2 fuhrt und somit eine Aussage über den Umkehrpunkt des Stroms ιL2 zulaßt Der jNormalbetrieb der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung soll nachfolgend anhand des in Fig. 2 dargestellten Diagramms erläutert werden, wobei in Fig. 2 zeitabhängig der Verlauf der am Knotenpunkt zwischen den Schaltern S 1 und S2 anliegenden Spannung u, , der Lampenspannung uEL und des über die Spule L2 fließenden Stroms iL2 dargestellt ist. Insbesondere ist in Fig. 2 der Fall dargestellt, daß während einer ersten Zeitspanne T] der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung die Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 aktiviert ist, wohingegen während einer anschließenden Zeitspanne T2 die Brückendiagonale mit den Schaltern Sl und S4 aktiviert ist. D.h. während der Zeitspanne Tl ist der Schalter S3 dauerhaft geschlossen, und die Schalter Sl und S4 sind dauerhaft geöffnet. Des weiteren wird während dieser Zeitspanne Tl der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Aus Fig. 2 ist insbesondere ersichtlich, daß der Schalter S2 stets geschlossen wird, wenn der über die Spule L2 fließende Strom iL2 seinen unteren Umkehrpunkt, d.h. seinen minimalen Wert, erreicht hat, so daß sich der impulsartige Verlauf der Spannung U] ergibt. Die Steilheit der Flanken des Stroms iL ist durch die Induktivität der Spule L2 bestimmt. Durch Verändern des Spitzenwert des Stroms iL2, d.h. des Zeitpunkts des Öffnens des Schalters S2, kann der Strommittelwert des Stroms iL2 verändert und somit die der Lampe EL zugeführte Leistung und deren Farbtemperatur geregelt bzw. konstant gehalten werden. Der hochfrequente Verlauf des Stroms iL2 wird durch die Bauelemente L2 und C2 geglättet, so daß sich der in Fig. 2 gezeigte geglättete Verlauf der an die Gasentladungslampe EL angelegten Spannung uEL ergibt.
Nach Ablauf der Zeitspanne T, werden die Schalter S2 und S3 dauerhaft geöffnet, und der Schalter S4 wird dauerhaft eingeschaltet. Analog zum Schalter S2 während der Zeitspanne Tl wird nunmehr der Schalter S l hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet, so daß sich der in Fig. 2 gezeigte Verlauf der Spannungen u, und uEL sowie des Stroms iL2 ergibt. Wie bereits erwähnt worden ist, wird mit Hilfe einer Steuerschaltung wiederholt zwischen den Betriebsphasen während der Zeitspannen Tl und T2 umgeschaltet, wobei diese Umpolfrequenz insbesondere im Bereich 80 - 150 Hz liegen kann, während die hochfrequente Taktfrequenz des Schalters S2 (während der Zeitspanne T,) bzw. des Schalters S l (während der Zeitspanne T2) im Bereich um 45 kHz hegen kann.
Durch das niederfrequente Umschalten bzw. Umpolen zwischen den Brückendiagonalen S l - S4 und S2 - S3 entsteht zwangsläufig ein Brummen, welches aufgrund seiner niedrigen Frequenz an sich relativ leise und nicht störend ist. Durch die steilen Flanken am Umschaltzeitpunkt zwischen den Zeitspannen Tj und T2 entstehen jedoch Oberwellen, die sich störend auswirken. Aus diesem Grunde ist die Steuerschaltung, welche die Schalter S l - S4 ansteuert, vorteilhafter Weise derart auszugestalten, daß sie die Stromspitzen des Stroms iL2 vor und nach dem Umschalten zwischen den Betriebsphasen T, und T2 reduziert. Dies kann beispielsweise durch eine spezielle Software oder durch eine spezielle Anpassung der Hardware der Steuerschaltung geschehen, die die letzten Stromspitzen während der Zeitspanne T, sowie die ersten Stromspitzen während der Zeitspanne T2 reduziert, um auf diese Weise die Flanken beim Umschalten zwischen den Betriebsphasen T, und T2 abzuflachen. In diesem Fall ergibt sich der in Fig. 2 gestrichelt dargestellte Verlauf des Stroms iL2 bzw. der Lampenspannung uEL. Aus dieser gestrichelten Darstellung ist ersichtlich, daß vor und nach dem Umschaltzeitpunkt die Stromspitzen geringfügig gegenüber dem ursprünglichen Verlauf reduziert sind und somit ein etwas weicherer Übergang der Lampenspannung uEL erzielt wird.
Bei der eben beschriebenen Steuerung läuft nach dem Öffnen des hochfrequent geschalteten Schalters der Strom weiter über die Freilaufdiode und nimmt dabei relativ langsam ab, wenn der zweite Schalter der gerade aktivierten Brückendiagonalen weiterhin geschlossen bleibt. Dies führt zu einem kleineren Stromspitzenwert und dementsprechend auch zu einer kleineren Verlustleistung. Allerdings kann es vorkommen, daß zu einem Zeitpunkt, zu dem die Elektronen aus den Sperrschichten der Freilaufdioden ausgeräumt worden sind und somit der untere Umkehrpunkt des Stromes iL2 erreicht worden ist. dieser noch nicht ausreichend abgefallen ist und somit die Schalter beim Schließen immer noch einer hohen Belastung ausgesetzt sind. Um diese Belastungen auszuschließen, können in einer Weiterbildung die Schalter entsprechend dem Diagramm in Fig. 2b gesteuert werden.
Dieses Diagramm zeigt den Stromverlauf iL2 und den Zustand des zweiten und des dritten Schalters 2. 3 während der Zeitspanne T, . Die beiden anderen Schalter sind in diesem Zeitraum T) geöffnet. Während einer ersten Phase τ sind beide Schalter geschlossen und der Strom iL2 steigt kontinuierlich an. Wie bei der eben beschriebenen Steuerung ist während einer zweiten Phase τ2, deren Beginn durch das Erreichen eines Maximalwerts von iL2 oder durch eine vorgegebene Dauer von τ, bestimmt sein kann, der zweite Schalter S2 geöffnet und iL2 nimmt langsam ab. Zusätzlich wird nun allerdings ab einem vorgegebenen Zeitpunkt nach dem Öffnen des zweiten Schalters S2 in einer dritten Phase τ3 auch der dritte Schalter S3 geöffnet. Der Strom fließt nun über die beiden Freilaufdioden des ersten und des vierten Schalters und nimmt nun stärker ab als während der zweiten Phase τ2. Damit kann sichergestellt werden, daß iL auch tatsächlich einen negativen Wert erreicht, bevor die Sperrschichten der Freilaufdioden ausgeräumt sind. Erreicht iL2 den unteren Umkehrpunkt, werden beide Schalter wieder geschlossen und die Steuerung befindet sich wieder im Zustand der ersten Phase τ, . Das Offnen des dritten Schalters S3 - also die dritte Phase τ3 - entfallt allerdings, wenn der Strom ιL2 vorher schon auf Null abgesunken ist, da in diesem Fall keine hohen Belastungen beim Offnen Schalter auftreten Statt dessen wird sofort mit der ersten Phase τ, fortgefahren und der zweite Schalter S2 wieder geöffnet Das niederfrequente Umschalten zwischen den beiden Bruckendiagonalen erfolgt analog zu dem vorherigen Ausfuhrungsbeispiel, wobei auch hier vorteilhaft die Stromspitzen des Stroms ι 2 vor und nach dem Umschalten zwischen den Betriebsphasen T) und T2 reduziert werden können
Es ist eine bekannte Eigenschaft von Hochdruck-Gasentladungslampen, daß diese bis zur vollständigen Erwärmung ein relativ schlecht kontrollierbares und instabiles Verhalten aufweisen. Die vollständige Erwärmung tritt dabei etwa nach 1 - 2 Minuten ein In der Aufwarmphase kann die Spannung über der Lampe geringer als im Normalbetrieb sein Wurde man in der Aufwarmphase das Vorschaltgerat wie im zuvor beschriebenen Normalbetrieb betreiben, so wurde die verringerte Lampenspannung zur Folge haben, daß ein Strom ιL2 mit entsprechend geringer Steilheit dιL2/dt über die Induktivität L2 fließt, so daß ggf der Umkehrpunkt von ιL2 mit Hilfe des zuvor erwähnten transformatorischen Abgriffs nicht zuverlässig detektiert werden kann. Daher ist es vorteilhaft, wahrend der Aufwarmphase, d.h nach dem Zünden und vor dem eigentlichen Normalbetrieb, auch die Schalter S3 und S4 analog zu den Schaltern Sl und S2 hochfrequent zu takten, wobei niederfrequent zwischen den Bruckendiagonalen Sl - S4 und S2 - S3 umgeschaltet wird, d.h. es wird niederfrequent zwischen zwei Zustanden umgeschaltet, wobei in dem ersten Zustand die Schalter S l und S4 hochfrequent getaktet und die Schalter S2 und S3 geöffnet sind, wahrend im zweiten Zustand die Schalter S2 und S3 hochfrequent getaktet und die Schalter Sl und S4 geöffnet sind. Durch diese Maßnahme wird erreicht, daß auch über die Freilaufdioden der Schalter S4 und Sl ein Strom über die Spule L2 fließt, wodurch in der transformatorisch mit dieser Spule L2 gekoppelten und in Fig 1 nicht gezeigten Wicklung, die zur Erfassung des Umkehrpunkts des Stromes ιL2 vorgesehen ist, eine höhere Spannung erzeugt wird, so daß eine sichere Erfassung oder Überwachung des Stroms ιL2 möglich ist. Insbesondere kann der Umschaltzeitpunkt exakt überwacht werden Der Wechsel von der Aufwarmphase in den Normalbetrieb erfolgt nach Erreichen der Betriebstemperatur der Lampe beispielsweise nach Überschreiten einer Schwelle (ca 45V) durch die Lampenspannung wobei bevorzugt bis zum tatsächlichen Umschalten noch eine bestimmte Zeitspanne zugewartet wird
Fig 3 zeigt den Einsatz der in Fig 1 dargestellten Schaltungsanordnung gemäß der vorhegenden Erfindung in einem elektronischen Vorschaltgerat zum Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Hochdruck-Gasentladungslampen Eingangsseitig weist das elektronische Vorschaltgerat ein Funk-Entstorfilter mit einem Symmetπertransformator L4 L5 sowie Kondensatoren C3 und C4 auf, die an einen stromführenden Leiter L, einen Nuilleiter und einen Erdleiter eines Versorgungsspannungsnetzes angeschlossen sind Mit dem Funk-Entstorfilter ist ein Gleichrichter verbunden, der Dioden D5 - D8 umfaßt An diesen Gleichrichter schließt sich eine Schaltung an, die als Hochsetzsteller fungiert und Widerstände R2 - R6 Kondensatoren C5 und C6, eine Diode D9 einen Transformator L6, L7, einen Feldeffekttransistor S6 sowie eine von einer Versorgungsspannung VCC versorgte integrierte Steuerschaltung 4 aufweist, welche insbesondere den Feldeffekttransistor S6, der als ein Schalter dient, mit Hilfe eines pulsweitenmoduherten Signals abhangig von der am Widerstand R3 abgegriffenen Spannung ansteuert Auf diese Weise wird erreicht, daß die Zeiten, in denen der Transistor S6 leitend ist, wahrend einer Netzhalbwelle so gesteuert werden daß die Hullkurve des aufgenommenen Stroms im wesentlichen sinusförmig ist Diese Ausgangsspannung wird mit Hilfe der Diode D9 gleichgerichtet und mit Hilfe des Kondensators C6 gesiebt, so daß die bereits anhand Fig 1 erläuterte Versorgungsgleichspannung U0 für die zum Betreiben der Gasentladungslampe EL vorgesehene Schaltungsanordnung bereitgestellt wird Ausgangsseitig umfaßt das in Fig 3 gezeigte elektronische Vorschaltgerat die in Fig 1 gezeigte Schaltungsanordnung, wobei die sich entsprechenden Bauteile mit identischen Bezugszeichen versehen sind, so daß auf eine Wiederholung der Beschreibung dieser Bauteile verzichtet werden kann Ergänzend ist jedoch zu bemerken, daß in Fig 3 auch die bereits zuvor erwähnte Wicklung L3 dargestellt ist, die mit der im Bruckenzweig der Vollbrucke befindlichen Induktivität L2 transformatorisch gekoppelt ist und zur Detektierung des Umkehrpunkts des Stroms ιL2 (vergl Fig 1) dient Des weiteren ist in Fig 3 die zentrale Steuerschaltung 1 dargestellt, welche von einer
Versorgungsspannung VDD gespeist wird und einerseits mit Hilfe der Spule L3 den Umkehrpunkt des Stroms ιL2 sowie mit Hilfe der am Widerstand Rl abgegriffenen Spannung die augenblickliche Hohe der Stroms ιL2 erfaßt Des weiteren überwacht diese Steuerschaltung 1 , die insbesondere als anwenderspezifische integrierte Schaltung (Application Specific Integrated Circuit, ASIC) ausgestaltet sein kann, die am
Anzapfungspunkt der Spule Ll des Serienresonanzkreises anliegende Spannung, mit deren Hilfe das Zünden der Gasentladungslampe EL erfaßt werden kann. Die Ausgange der Steuerschaltung 1 sind mit Bruckentreibern 2 und 3 gekoppelt, die jeweils zur Ansteuerung der Feldeffekttransistoren S l und S2 bzw S3 und S4 dienen. Der ebenfalls als Schalter dienende Feldeffekttransistor S5, welcher in Serie mit der Resonanzkreiskapazitat Cl geschaltet ist, wird direkt von der Steuerschaltung 1 angesteuert

Claims

Ansprüche
1 Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Gasentladungslampe, mit einer Vollbruckenschaltung an die eine Gleichspannung (U0) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (S l - S4) umfaßt wobei ein erster Schalter (Sl) mit einem zweiten Schalter (S2) und ein dritter Schalter
(53) mit einem vierten Schalter (S4) in Serie geschaltet sowie der erste Schalter (S l) mit dem dritten Schalter (S3) und der zweite Schalter (S2) mit dem vierten Schalter
(54) verbunden ist, und wobei eine Gasentladungslampe (EL) in einem Bruckenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (S l) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dritten Schalter (S3) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und mit einer Steuerschaltung (1). die für einen Normalbetneb der Gasentladungslampe mit einer ersten Frequenz abwechselnd zwischen einem ersten und einem zweiten Zustand (T] , T2) umschaltet, wobei wahrend des ersten Zustands (T,) der erste und vierte Schalter (Sl, S4) geöffnet ist, der zweite Schalter (S2) mit einer zweiten Frequenz, die hoher als die erste Frequenz ist, abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird und der dritte Schalter (S3) mindestens dann geschlossen ist, wenn auch der zweite Schalter (S2) geschlossen ist, und wobei wahrend des zweiten Zustands (T2) der zweite und dritte Schalter (S2, S3) geöffnet ist, der erste Schalter (Sl) mit der zweiten Frequenz abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird und der vierte Schalter (S4) mindestens dann geschlossen ist, wenn auch der erste Schalter (S l) geschlossen ist dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung einen in dem Bruckenzweig fließenden Zweigstrom (ιL2) überwacht und in dem ersten Zustand (Tj) den zweiten Schalter (S2) bzw in dem zweiten Zustand (T2) den ersten Schalter (Sl) immer dann schließt, wenn der Zweigstrom (ιL2) einen minimalen Wert erreicht hat
2 Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet daß im ersten Zustand (T,) der dritte Schalter (S3) bzw im zweiten Zustand (T2) der vierte Schalter (S4) permanent geschlossen ist
3 Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet daß die Steuerschaltung ( 1) im ersten Zustand (T,) den dritten Schalter (S3) nach einem vorgegebenen Zeitraum nach dem Offnen des zweiten Schalters (S2) bzw im zweiten Zustand (T2) den vierten Schalter (S4) nach einem vorgegebenen Zeitraum nach dem Öffnen des ersten Schalters (S l) ebenfalls öffnet, falls der Zweigstrom (iL2) noch nicht auf Null abgesunken ist.
4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1-3. dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung ( 1) im ersten Zustand (T,) den zweiten Schalter (S2) bzw. im zweiten Zustand (T2) den ersten Schalter (S l) wieder nach Ablauf einer vorgebbaren Zeitspanne oder nach Überschreiten eines Maximalwerts des Zweigstroms (i 2) öffnet.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) die Höhe des Zweigstroms (i 2) durch Messen einer an einem mit der Vollbrücke gekoppelten Widerstand (Rl) abfallenden Spannung erfaßt, und daß die Steuerschaltung (1) einen dem minimalen Wert entsprechenden Umkehrpunkt des Zweigstroms (iL2) durch Überwachen einer an einer Spule (L3) abfallenden Spannung erfaßt, wobei die Spule mit einer im Brückenzweig angeordneten weiteren Spule (L2) gekoppelt ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) derart ausgestaltet ist, daß sie beim Umschalten zwischen dem ersten und zweiten Zustand (Tι , T2) Stromspitzen des Zweigstroms (iL2) reduziert.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) als Mikrocontroller ausgestaltet ist, wobei vor und nach dem Umschalten zwischen dem ersten und zweiten Zustand (T,, T2) auftretende Stromspitzen des Zweigstroms (iL2) durch eine Software der Steuerschaltung (1) reduziert werden.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) als ASIC ausgestaltet ist, wobei vor und nach dem Umschalten zwischen dem ersten und zweiten Zustand (T, . T2) auftretende Stromspitzen des Zweigstroms (i 2) durch die entsprechend angepaßte Hardware der Steuerschaltung (1) reduziert werden.
9 Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) derart ausgestaltet ist, daß vor dem Normalbetrieb der Gasentladungslampe (EL) eine Aufwarmphase der Gasentladungslampe (EL) durchgeführt wird wobei die Steuerschaltung ( 1) wahrend der Aufwarmphase abwechselnd den ersten und zweiten Schalter (Sl , S4) und dazu komplementär den zweiten und dritten Schalter (S2, S3) mit der ersten erste Frequenz ein- und ausschaltet
10 Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) derart ausgestaltet ist, daß vor dem Normalbetrieb der Gasentladungslampe (EL) ein Zundbetπeb durchgeführt wird, um die Gasentladungslampe (EL) zu zünden, wobei die Steuerschaltung ( 1) wahrend des Zundbetπebs den ersten und zweiten Schalter (Sl. S2) öffnet und den dritten und vierten Schalter (S3, S4) abwechselnd mit einer Frequenz ein- und ausschaltet, die im wesentlichen der Resonanzfrequenz eines mit der Gasentladungslampe (EL) gekoppelten Serienresonanzkreises (Ll , Cl) entspricht.
1 1 Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) derart ausgestaltet ist, daß sie wahrend des Zundbetπebs den dritten und vierten Schalter (S3, S4) zunächst mit einer höheren Frequenz als die Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises (Ll , Cl) ein- und ausschaltet und diese Frequenz anschließend in Richtung zur Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises (Ll, Cl) absenkt.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10 oder 1 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) derart ausgestaltet ist, daß sie ein Zünden der
Gasentladungslampe (EL) erfaßt und nach Erfassen der Zündung von dem Zundbetπeb in den Aufwarmbetrieb umschaltet
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 1 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) derart ausgestaltet ist. daß sie nach der Erwärmung der Gasentladungslampe (EL) auf eine bestimmte Betriebstemperatur vom Aufwarmbetrieb in den Normalbetneb umschaltet
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) zum Erfassen der Zündung der Gasentladungslampe (EL) die Zündspannung (uEL) oder eine davon abhängige Größe erfaßt.
15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Serienresonanzkreis eine in den Brückenzweig geschaltete Induktivität (Ll) mit einer an einem Anzapfungspunkt daran angreifenden Kapazität (Cl) umfaßt.
16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14 und 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) zur Erfassung des Zündens der Gasentladungslampe (EL) die an dem Anzapfungspunkt zwischen der Kapazität (Cl) und der Induktivität (Ll) des Serienresonanzkreises abfallenden Spannung erfaßt.
17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität (Cl) des Serienresonanzkreises in Serie mit einem fünften steuerbaren Schalter (S5) und über die Induktivität (Ll) des Serienresonanzkreises parallel zu dem vierten Schalter (S4) geschaltet ist, wobei die Steuerschaltung (1) im Zündbetrieb den fünften Schalter (S5) schließt und nach Erkennen des Zündens der Gasentladungslampe (EL) den fünften Schalter (S5) für den Aufwärmbetrieb bzw. Normalbetrieb der Gasentladungslampe (EL) öffnet.
18. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 15 - 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität (Ll) des Serienresonanzkreises derart dimensioniert ist, daß sie im Normalbetrieb in der Sättigung betrieben wird, so daß die Induktivität (Ll) des Serienresonanzkreises im Normalbetrieb eine vernachlässigbare Induktivität bildet.
19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität (Ll) des Serienresonanzkreises eine Spule mit einem Eisenkern umfaßt, der im Normalbetrieb gesättigt wird.
20. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit dem Bruckenzweig der Vollbrucke (S l - S4) eine Glattungsschaltung (L2. C2) gekoppelt ist, die dafür sorgt, daß an der Gasentladungslampe (EL) im wesentlichen nur ein Wechselspannungsanteil mit der niedrigeren ersten Frequenz anhegt.
21. Schaltungsanordnung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet. daß die Glattungsschaltung eine in Serie mit der Gasentladungslampe (EL) in dem
Bruckenzweig angeordnete Spule (L2) sowie einen zu der Gasentladungslampe (EL) parallel geschalteten Kondensator (C2) umfaßt.
22. Schaltungsanordnung nach Anspruch 21 und 5, dadurch gekennzeichnet. daß die Spule (L2) der Glattungsschaltung der zur Erfassung des Umkehrpunkts des Zweigstroms (ιL2) vorgesehenen Spule entspricht
23. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die steuerbaren Schalter (S l - S4) der Vollbruckenschaltung Feldeffekttransistoren mit Freilaufdioden (Dl) sind.
24. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung derart dimensioniert ist, daß sie für den Betrieb einer Hochdruck-Gasentladungslampe (EL) geeignet ist
25. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Frequenz im Bereich 80 - 150 Hz und die zweite Frequenz bei ca 45 kHz liegt.
26. Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Gasentladungslampe, mit einer Vollbruckenschaltung, an die eine Gleichspannung (U0) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (S 1 - S4) umfaßt, wobei ein erster Schalter (S l) mit einem zweiten Schalter (S2) und ein dritter Schalter (S3) mit einem vierten Schalter (S4) in Serie geschaltet sowie der erste Schalter (S l ) mit dem dritten Schalter (S3) und der zweite Schalter (S2) mit dem vierten Schalter (S4) verbunden ist, und wobei die Gasentladungslampe (EL) in einem Bruckenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (S l ) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dritten Schalter (S3) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und mit einer Steuerschaltung (1) die derart ausgestaltet ist, daß sie vor einem Normalbetrieb der Gasentladungslampe (EL) einen Aufwärmbetrieb zum Aufwärmen der Gasentladungslampe (EL) durchführt, dadurch gekennzeichnet. daß die Steuerschaltung (1) während des Aufwärmbetriebs abwechselnd mit einer ersten Frequenz zwischen einem ersten und zweiten Zustand (T1 , T2) umschaltet, wobei während des ersten Zustands (T,) der erste und vierte Schalter (S l , S4) geöffnet sind und der zweite und dritte Schalter (S2, S3) zeitgleich miteinander mit einer zweiten Frequenz, die höher als die erste Frequenz ist, ein- und ausgeschaltet werden, und wobei während des zweiten Zustands (T2) der zweite und dritte Schalter (S2, S3) geöffnet sind und der erste und vierte Schalter (Sl , S4) zeitgleich miteinander mit der zweiten Frequenz ein- und ausgeschaltet werden.
27. Schaltungsanordnung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) im Aufwärmbetrieb den ersten und vierten Schalter (Sl , S4) und dazu komplementär den zweiten und dritten Schalter (S2, S3) mit der ersten Frequenz umschaltet, wobei die erste Frequenz in der Größenordnung der normalen Betriebsfrequenz liegt, mit der im Normalbetrieb der Schaltungsanordnung zwischen dem ersten und vierten Schalter (Sl , S4) einerseits und dem zweiten und dritten Schalter (S2, S3) andererseits umgeschaltet wird.
28. Schaltungsanordnung nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Frequenz, mit der die Steuerschaltung (1) im Aufwärmbetrieb abwechselnd zwischen dem ersten und zweiten Zustand (Tj , T2) umschaltet, ca. 80 - 150 Hz beträgt.
29. Schaltungsanordnung zum Betreiben einer Gasentladungslampe, mit einer Vollbruckenschaltung, an die eine Gleichspannung (U0) angelegt ist und die vier steuerbare Schalter (S l - S4) umfaßt, wobei ein erster Schalter (Sl) mit einem zweiten Schalter (S2) und ein dritter Schalter (S3) mit einem vierten Schalter (S4) in Serie geschaltet, sowie der erste Schalter (S l ) mit dem dritten Schalter (S3) und der zweite Schalter (S2) mit dem vierten Schalter (S4) verbunden ist, und wobei die Gasentladungslampe (EL) in einem Brückenzweig, der einen Knotenpunkt zwischen dem ersten Schalter (Sl) und dem zweiten Schalter (S2) mit einem Knotenpunkt zwischen dem dritten Schalter (S3) und dem vierten Schalter (S4) verbindet, anzuordnen ist, und mit einer Steuerschaltung (1), die derart ausgestaltet ist. daß sie zum Zünden der Gasentladungslampe vor dem eigentlichen Normalbetrieb einen Zündbetrieb durchführt, wobei im Zündbetrieb die Vollbrücke von der Steuerschaltung ( 1 ) mit einer Frequenz betrieben wird, die in der Nähe der Resonanzfrequenz eines mit dem Brückenzweig der Vollbrücke gekoppelten Serienresonanzkreises (Ll , C l ) liegt, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) derart ausgestaltet ist, daß sie im Zündbetrieb den ersten und zweiten Schalter (S l , S2) öffnet und den dritten und vierten Schalter (S3, S4) abwechselnd mit der in der Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises (Ll , Cl) liegenden Frequenz ein- und ausschaltet.
30. Schaltungsanordnung nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) derart ausgestaltet ist, daß sie den dritten und vierten Schalter (S3, S4) zunächst mit einer höheren Frequenz als die Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises (Ll , Cl) abwechselnd ein- und ausschaltet und diese Frequenz nachfolgend in Richtung zu der Resonanzfrequenz hin absenkt.
31. Schaltungsanordnung nach Anspruch 29 und 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (1) derart ausgestaltet ist, daß sie zum Erkennen des Zündens der Gasentladungslampe (EL) die an der Gasentladungslampe (EL) anliegende Spannung oder eine davon abhängige Größe erfaßt.
32. Schaltungsanordnung nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß der Serienresonanzkreis eine in den Brückenzweig geschaltete Induktivität (Ll) und eine an einem Anzapfungspunkt der Induktivität (Ll) angreifende Kapazität (C l ) umfaßt, wobei die Steuerschaltung (1) zum Erkennen des Zündens der Gasentladungslampe (EL) die an dem Anzapfungspunkt abfallende Spannung erfaßt.
33. Schaltungsanordnung an Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität (Cl) des Serienresonanzkreises mit einem fünften steuerbaren Schalter (S5) in Serie und über die Induktivität (Ll) parallel zu dem vierten steuerbaren Schalter
(54) geschaltet ist. wobei die Steuerschaltung ( 1 ) im Zündbetrieb den fünften Schalter
(55) schließt und nach Erkennen des Zündens der Gasentladungslampe (EL) den fünften Schalter (S5) öffnet und einen Aufwärmbetrieb bzw. den Normalbetrieb der Schaltungsanordnung einleitet.
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