WO2000070802A1 - Recepteur de signaux et procede de compensation du decalage de frequence - Google Patents

Description

明細書

信号受信装置および周波数オフセット補償方法 技術分野

この発明は、 信号受信装置および周波数オフセット補償方法に関し、 特に、 直 交周波数分割多直 (Orthogonal Frequency Division Multiplexing：以下、 O F DM) 方式のようなマルチキヤリァ伝送方式で伝送された信号を受信する信号受 信装置、 およびそのような信号伝送に用いるサブキャリアの周波数オフセットを 補償する方法に関する。 背景技術

近年、 地上系のデジタルテレビ放送、 高速無線 L A N (Local Area Network) などの大容量のデータ伝送に用いられる伝送方式の一例として、 マルチキヤリァ 伝送方式の一種である O F DM方式が注目されている。 この O F DM方式は、 入 力されるデータのシンボル列を並列化した後、 互いに直交関係にある複数のサブ キャリア （副搬送波） に並列化されたシンボルからなるデータを割当てることに より、 データを伝送するものである。

より詳細に説明すると、 O F DM方式で伝送される信号 （以下、 O F DM信 号） は、 直列並列変換された符号化データを、 互い ί'こ直交する周波数関係にある 複数のサブキャリアに変調器を用いて割当て、 それぞれの符号化データを逆フー リエ変換 （周波数領域を時間領域に変換） することによってデジタル変調波に変 換し、 さらに得られたデジタル変調波を並列直列変換することによって生成され る。 なお、 復調器側では、 上述の変調器側における処理とは逆の処理を行なうこ とによって、 元の符号化データを再生することができる。

図 4 3 Αは、 単一搬送波による変調 （シングルキャリア変調） 方式における送 信信号おょぴ受信信号のスぺクトルを示している。 これに対し、 図 4 3 Bは、 O F D M方式における送信信号およぴ受信信号のスペク トルを示している。

図 4 3 Aに示すように、 シングルキャリア変調方式による送信信号は、 伝送路 の周波数特性の変動による周波数選択性フェージングの影響を受け、 受信信号の 品質が著しく劣化している。 一方、 図 4 3 Bに示すように、 O F DM方式による 送信信号は、 伝送路の周波数特性の変動に対する各サブキャリアの帯域幅が小 いため、 周波数選択性フュージングの影響を受けにくく、 受信信号の品質の劣化 を小さくすることができる。 また、 O F DM方式では複数のサブキャリアを用い てデータの伝送を行なつているので、 周波数の利用効率がよいという利点も有し ている。

しかしながら、 O F DM方式では、 伝送信号の周波数帯域が移動するドッブラ —現象が発生したり、 受信装置の同調器が不安定化した場合には、 送信周波数と 受信周波数との同期化が行なわれなくなり、 図 4 4に示すように、 本来のサブキ ャリア周波数からの周波数のずれ （以下、 周波数オフセット） Δ ίが発生する。 このような周波数オフセットは、 受信信号の位相を変化させてしまい、 受信装置 の復号能力を低下させることになる。

複数のサブキヤリアを用いる O F DM方式では、 受信信号にこのような周波数 オフセットが発生すると、 サブキヤリァ間の周波数直交性が崩れてしまうことに なる。 この状態で、 受信した O F DM信号を受信装置のフーリエ変換器に入力す ると、 フーリエ変換器の出力には、 当該サブキャリアに隣接するサブキャリアの 信号成分が相互変調成分として現れてしまい、 元の符号化データを正しく再生す ることが阻害される。 この結果、 再生データの品質が劣化するという問題が生じ る。

特に、 O F DM方式のサブキャリアの数が増加するほど、 それぞれのサブキヤ リアが決められた帯域内に稠密に分布することとなり、 たとえ小さな周波数オフ セットであっても、 隣接するサブキャリア間に干渉が激しく発生してしまう。 し たがって、 周波数オフセットの補償は、 現実のシステムの実施化時に考慮すべき 最大の課題の 1つとなっている。

従来、 このような周波数オフセットの検出および補償の技術に関しては、 さま ざまな提案がなされており、 たとえば、 鬼沢武他による 「高速無線 L A N用 O F DM変調方式の同期系に関する検討 (Synchronization Scheme of OFDM Systems for High Speed Wireless LAN) J 、 信学技報、 TECHNICAL REPORT OF IEICE, DSP97 - 165， SAT97-122, RCS97- 210 (1998-01) に一例が開示されている。

以下に、 図 4 5〜図 5 1を参照して、 従来技術による O F DM信号の送受信シ ステムの一例として、 変調方式として D Q P S K (Differential Quadrature Phase Shift Keying) 方式を用いるとともに、 受信側で遅延検波を行なうシステ ムについて説明する。

まず、 図 4 5を参照して、 従来の O F DM信号の送信装置の構成について説明 する。 なお、 図 4 5中において、 太線で表した信号線は複素数信号 （同相検波軸 信号と直交検波軸信号とからなる信号） を、 細線で表した信号線は実数信号をそ れぞれ示している。

図 4 5に示すように、 従来の O F DM送信装置の前半部分は、 入力情報信号に 対して直列並列変換を行なう直列並列変換器 1と、 並列化されたサブキャリアご とに割当てられた情報信号に対してたとえば D Q P S K等の変調を施す符号化変 調器 2と、 符号化変調器 2の出力信号を逆離散フーリェ変換する逆離散フーリェ 変換器 3と、 逆離散フ一リエ変換器 3の出力信号を直列信号に変換する並列直列 変換器 4と、 並列直列変換器 4の出力信号の先頭にガード区間を付加してデータ シンボルを生成するガード区間挿入回路 5とを備えている。

さらに、 従来の O F DM送信装置の後半部分は、 パケットの先頭に付加される 既知のシンボルを構成する、 プリアンブルおよびスタートシンボルを保持するメ モリ 6と、 プリアンブル、 スタートシンボル、 およびデ一タシンボルを、 後述す るコントローラ 1 0 0 0から供給される切換用クロックに応じて切換えて出力す る切替器 7と、 切替器 7の出力における実成分おょぴ虚成分を 1つの信号成分と して出力するデジタル直交変調器 8と、 デジタル直交変調器 8の出力をアナログ データに変換する D/A変換器 9と、 D/ A変換器 9からのアナ口グデータを周 波数変換して O F DM信号を送信する周波数変換器 1 0とを備えている。 O F D M送信装置はさらに、 O F DM送信装置全体の動作を制御する C P Uなどからな るコントローラ 1 0 0 0を備えている。

上述のように構成された O F DM送信装置によつて生成される O F DM信号の 信号フォーマットは、 図 4 6に示すように、 パケットの先頭に付加された、 プリ アンブルおよび （2つの） スタートシンボルからなる既知のシンボルと、 逆離散 フーリェ変換後のデータにガード区間を付加したデータシンボルとから構成され ている。 より特定的に、 データシンボルは、 逆離散フーリエ変換器 3の出力 （有効シン ボル区間） の後半部分の区間長 T g iの信号を複写して、 有効シンボル区間の前 (ガード区間） に付加することによって生成されている。 このガード区間の付加 により、 ガード区間長 T g i以内の時間遅れで到達する遅延波に対して耐性を持 たせることが可能となる。

また、 既知のシンボルを構成するプリアンブルは、 自動利得制御 （A G C) の ゲイン調整、 シンボル同期などに用いられる信号である。 さらに、 既知のシンポ ルを構成するスタートシンボルは、 差動符号化による変調を行なう場合にその初 期位相を決定するためのものであって、 すべてのサブキャリアを含む信号である。 各スタートシンボル長は、 データシンボルからガード区間を取除いた有効シンポ ルの区間長 T wと等しい。

すなわち、 周波数間隔 d ίの N本のサブキャリアを用いる場合には、 スタート シンボル長 T w (= 1 / d f ) 中で、 信号振幅を N回サンプリングする必要があ る。

次に、 図 4 7を参照して、 従来の O F DM信号の受信装置の構成について説明 する。 なお、 図 4 7中において、 太線で表した信号線は複素数信号、 細線で表し た信号線は実数信号をそれぞれ示している。

図 4 7に示すように、 従来の O F DM受信装置の前半部分は、 受信信号を所定 の帯域に周波数変換する周波数変換器 1 1と、 周波数変換器 1 1の出力をデジタ ルデータに変換する AZD変換器 1 2と、 AZD変換器 1 2の出力を実成分と虚 成分とに分離するデジタル直交検波器 1 3と、 周波数オフセットの補償を行なう とともにシンボルタイミング （位置） の推定を行なう周波数オフセッ ト補償器 1 4と、 周波数オフセット補償器 1 4からのシンボル位置推定値に基づいてシンポ ルクロックを発生するシンボルクロック発生器 1 5とを備えている。

さらに、 従来の O F DM受信装置の後半部分は、 シンボルクロック発生器 1 5 によって発生したシンボルクロックに基づいて後述するコントローラ 2 0◦ 0力 ら供給されるガード区間除去用クロックに従って、 周波数オフセット補償器 1 4 の出力からガード区間を取除くガード区間除去回路 1 6と、 ガード区間除去回路 1 6の出力を直列並列変換する直列並列変換器 1 7と、 直列並列変換器 1 7の出 力を離散フーリエ変換する離散フーリエ変換器 （F F T) 1 8と、 離散フーリエ 変換器 1 8の出力を復調する符号判定回路 1 9と、 符号判定回路 1 9の出力を並 列直列変換する並列直列変換器 2 0とを備えている。 O F DM受信装置はさらに、 O F DM受信装置全体の動作を制御する C P Uなどからなるコントローラ 2 0 0 0を備えている。

図 4 7に示すデジタル直交検波器 1 3は、 図 4 8に示すように、 一定周波数を 発振する局部発振器 2 1と、 局部発振器 2 1の出力信号の位相を π Ζ 2ずらす π / 2位相シフタ 2 2と、 図 4 7の A/D変換器 1 2の出力と局部発振器 2 1の出 力および π / 2位相シフタ 2 2の出力との乗算をそれぞれ行なう乗算器 2 3， 2 4と、 乗算器 2 3 , 2 4のそれぞれの出力から所望の複素数信号を取出すフィル タ 2 5， 2 6とを備えている。

図 4 7に示す周波数オフセット補償器 1 4は、 図 4 9に示すように、 デジタル 直交検波器 1 3 (図 4 7 ) の出力信号を有効シンボル区間長 T wだけ遅延させる 遅延器 3 1と、 遅延器 3 1の出力とデジタル直交検波器 1 3からの受信信号との 相互相関値を計算する相互相関器 3 2と、 デジタル直交検波器 1 3からの受信信 号の自己相関値を計算する自己相関器 3 3とを備えている。

また、 周波数オフセット補償器 1 4は、 相互相関器 3 2の出力を自己相関器 3 3の出力で除算することにより、 受信信号レベルにかかわらず、 相互相関値のピ ーク位置を検出するピーク検出器 3 4と、 ピーク検出器 3 4の出力 （相互相関値 のピーク位置） から、 シンボル位置の推定値を出力するシンボル同期位置推定器 3 5とを備えている。

さらに、 周波数オフセッ ト補償器 1 4は、 相互相関器 3 2の出力とピーク検出 器 3 4の出力 （相互相関値のピーク位置） と力ゝら、 相互相関値の回転角を推定し、 さらには周波数オフセットの推定値を出力する回転角推定器 3 6と、 回転角推定 器 3 6からの周波数オフセットの推定値に基づいて、 デジタル直交検波器 1 3力 らの受信信号の位相を回転させることにより、 周波数オフセットを補償した信号 を出力する位相回転回路 3 7とを備えている。

なお、 図 4 9に示す相関器 3 2， 3 3は、 図 5 0に示すように、 遅延線 4 1と、 タップ 4 2と、 加算器 4 3とから構成されており、 第 2の入力信号から得られる タップ数を用いて第 1の入力信号を積分することにより相関値の計算を行なうも のである。

すなわち、 相互相関器 3 2には、 第 1の入力信号としてデジタル直交検波器 1

3 (図 4 7 ) からの受信信号が入力され、 第 2の入力信号としてデジタル直交検 波器 1 3からの受信信号を遅延器 3 1で T wだけ遅延させた信号が入力され、 第

2の入力信号から得られたタップ数 Mにわたつて第 1の入力信号を積分すること により、 相互相関値を得ることができる。

—方、 自己相関器 3 3には、 第 1および第 2の入力信号としてデジタル直交検 波器 1 3 (図 4 7 ) 力、らの受信信号が共通に入力され、 この受信信号から得られ たタップ数 Mにわたつてこの受信信号を積分することにより、 自己相関値を得る ことができる。 ここで、 タップ数 Mは、 離散フーリエ変換器 （F F T) 1 8 (図

4 7 ) のポイント数 （F F T 1 8の構成に応じて決まるサブキャリアの数の最大 値） に等しい値が用いられる。

次に、 図 4 9を参照して、 周波数オフセット補償器 1 4の動作について説明す る。

図 4 9において、 ピーク検出器 3 4によって、 相互相関器 3 2の出力を自己相 関器 3 3の出力で除算することにより、 相互相関値のピーク位置が求められる。 このピーク検出器 3 4の検出結果に基づき、 シンボル同期位置推定器 3 5は、 シ ンボル同期位置指定値を発生する。

—方、 図 5 1に示すように、 各相関値は複素数で計算されるため、 回転角推定 器 3 6において、 相互相関値のピーク位置から、 相互相関値の実軸に対する回転 角 Δ 0を推定することが可能となる。 この回転角 Δ 0に基づいて、 回転角推定器 3 6は、 次式を用いて周波数オフセット値 Δ f を推定することができる。

Δ f = Δ Θ / ( 2 π T w)

この回転角推定器 3 6によって推定された周波数オフセット値 Δ ίに基づいて、 位相回転回路 3 7は、 デジタル直交検波器 1 3 (図 4 7 ) からの受信信号の位相 を回転させることにより周波数オフセットを補償することが可能となる。 ここで、 相互相関値の実軸に対する回転角 Δ 0は、 一 πから πの間の値を取るので、 一 1 / ( 2 T w) から 1ノ ( 2 T w) の範囲の周波数オフセットを補償することが可 能である。

なお、 上述した従来の周波数オフセット補償器 1 4においては、 位相回転回路 3 7を用いて受信信号の位相回転により周波数オフセットを補償していたが、 位 相回転回路 3 7を用いることなく、 回転角推定器 3 6によって回転角 Δ 0から求 められた周波数オフセット値 Δ ίを、 図 4 8に示すデジタル直交検波器 1 3中の 局部発信器 2 1の図示しない制御入力に入力し、 発振周波数を可変制御すること により、 受信信号の周波数オフセットを補償することもできる。

し力 しながら、 上述の従来技術の周波数オフセット補償器では、 受信信号を遅 延させた信号を参照信号として用いる遅延自己相関方式を採用しており、 サブキ ャリアの周波数間隔で正規化を行なった正規化周波数オフセットに関しては、 一 0 . — 5から + 0 . 5の範囲の周波数オフセットしか検出し補償することができな いという問題があった。 発明の開示

この発明の目的は、 周波数オフセットの補償範囲を拡大した信号受信装置およ び周波数オフセット補償方法を提供することである。

この発明に従うと、 複数のサブキャリアに対してシンボルが並列的に割当てら れて変調されているデータシンボル区間と、 前記データシンボル区間に先行して 付加されたスタートシンボルとからなる信号を受信して復調する信号受信装置は、 第 1のメモリ手段と、 相互相関値算出手段と、 ピーク位置検出手段と、 周波数ォ フセット推定手段と、 周波数オフセット補償手段とを備える。 第 1のメモリ手段 は、 各々がスタートシンボル中の任意の部分に相当する Ν (Νは 2以上の整数） 種類の参照信号を保持する。 相互相関値算出手段は、 受信信号と、 Ν種類の参照 信号のそれぞれとの相互相関値を算出する。 ピーク位置検出手段は、 相互相関値 算出手段によって算出された Ν個の相互相関値のそれぞれのピーク位置を検出す る。 周波数オフセット推定手段は、 ピーク位置検出手段によって検出された Ν個 のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値に基づいて、 受信信号のサブキヤリ ァの周波数オフセット推定値を推定して出力する。 周波数オフセット補償手段は、 周波数オフセット推定手段によって推定された周波数オフセット推定値に基づい て、 受信信号のサブキャリアの周波数オフセットを補償する。

この発明の他の局面に従うと、 複数のサブキヤリアに対してシンボルが並列的 に割当てられて変調されているデータシンボル区間と、 データシンボル区間に先 行して付加されたスタートシンポルとからなる信号を受信して復調する信号受信 装置は、 第 1のメモリ手段と、 相互相関値算出手段と、 ピーク位置検出手段と、 周波数オフセット推定手段と、 周波数オフセット補償手段とを備える。 第 1のメ モリ手段は、 各々がスタートシンボル中の任意の部分に相当する N (Nは 3以上 の整数） 種類の参照信号を保持する。 相互相関値算出手段は、 受信信号と、 N種 類の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出する。 ピーク位置検出手段は、 相 互相関値算出手段によって算出された N個の相互相関値のそれぞれのピーク位置 を検出する。 周波数オフセッ ト推定手段は、 ピーク位置検出手段によって検出さ れた N個のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値に基づいて、 受信信号のサ ブキャリアの複数の周波数オフセット推定値を推定し平均化して出力する。 周波 数オフセット補償手段は、 周波数オフセット推定手段によって推定され平均化さ れた周波数オフセット推定値に基づいて、 受信信号のサブキヤリァの周波数オフ セットを補償する。

この発明のさらに他の局面に従うと、 複数のサブキヤリアに対してシンボルが 並列的に割当てられて変調されているデータシンボル区間と、 前記デ一タシンポ ル区間に先行して付加されたスタートシンボルとからなる信号を受信して復調す る信号受信装置は、 第 1のメモリ手段と、 相互相関値算出手段と、 ピーク位置検 出手段と、 周波数オフセッ ト推定手段と、 位相回転手段と、 第 2のメモリ手段と、 制御手段と、 周波数オフセット補償手段とを備える。 第 1のメモリ手段は、 各々 がスタートシンボル中の任意の部分に相当する N (Nは 2以上の整数） 種類の参 照信号を保持する。 相互相関値算出手段は、 与えられた第 1の信号と、 N種類の 参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出する。 ピーク位置検出手段は、 相互相 関値算出手段によって算出された N個の相互相関値のそれぞれのピーク位置を検 出する。 周波数オフセット推定手段は、 ピーク位置検出手段によって検出された N個のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値に基づいて、 相互相関値算出手 段に与えられた第 1の信号のサブキヤリァの周波数オフセット推定値を推定して 出力するとともに蓄積する。

位相回転手段は、 周波 オフセット推定手段によって推定された周波数オフセ ット推定値に基づいて、 与えられた第 2の信号のサブキャリアの位相を回転させ る。 第 2のメモリ手段は、 位相回転手段によって位相回転された第 2の信号を保 持する。 制御手段は、 受信信号を、 第 1の信号として相互相関値算出手段に与え かつ第 2の信号として位相回転手段に与えることにより、 受信信号のサブキヤリ ァの周波数オフセット推定値を蓄積するとともに、 受信信号のサブキャリアの位 相を回転させて第 2のメモリ手段に保持させる第 1の制御動作を 1回実行し、 力 つ第 2のメモリ手段に保持されている信号を、 第 1の信号として相互相関値算出 手段に与えかつ第 2の信号として位相回転手段に与えることにより、 第 2のメモ リに保持されている信号のサブキヤリァの周波数オフセット推定値を蓄積すると ともに、 第 2のメモリに保持されている信号のサブキャリアの位相を回転させて 第 2のメモリ手段に保持させる第 2の制御動作を （N— 1 ) 回繰返す。 周波数ォ フセット補償手段は、 第 1および第 2の制御動作によって蓄積された N個の周波 数オフセット推定値の加算値に基づいて、 受信信号のサブキヤリァの周波数オフ セットを補償する。

この発明のさらに他の局面に従うと、 複数のサブキャリアに対してシンボルが 並列的に割当てられて変調されているデータシンボル区間と、 データシンボル区 間に先行して付加されたスタートシンボルと力 らなる信号を受信して復調する信 号受信装置は、 第 1のメモリ手段と、 相互相関値算出手段と、 ピーク位置検出手 段と、 第 2のメモリ手段と、 周波数オフセット推定手段と、 加算手段と、 位相回 転手段と、 制御手段と、 周波数オフセット補償手段とを備える。 第 1のメモリ手 段は、 各々がスタートシンボル中の任意の部分に相当する N ( Nは 2以上の整 数） 種類の参照信号と、 ある特定の周波数オフセットが存在する状態における、 各々が 2種類以上の参照信号からなる複数の組に対応する相互相関値間の位相回 転角に基づいた複数の参照データとを保持する。 相互相関値算出手段は、 与えら れた第 1の信号と、 各組の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出する。 ピー ク位置検出手段は、 相互相関値算出手段によって算出された相互相関値のそれぞ れのピーク位置を検出する。 第 2のメモリ手段は、 受信信号の一部分を抽出して 保持する。 周波数オフセット推定手段は、 ピーク位置検出手段によって検出され たピーク位置のそれぞれにおける相互相関値と、 各組の参照信号に対応する参照 データとに基づいて、 相互相関値算出手段に与えられた第 1の信号の周波数オフ セット推定値を推定して出力する。 加算手段は、 周波数オフセット推定手段から 出力される周波数オフセット推定値を累積する。 位相回転手段は、 周波数オフセ ット推定手段によって推定された周波数オフセット推定値に基づいて、 第 2のメ モリ手段に保持されている受信信号の位相を回転させる。 制御手段は、 受信信号 を、 第 1の信号として相互相関値算出手段に与え、 複数の参照データのうち最小 の参照データに対応する組の参照信号のそれぞれとの間で相互相関値を算出し、 算出された相互相関値と最小の参照データとに基づいて、 周波数オフセット推定 手段により受信信号の周波数オフセット推定値を推定する第 1の制御動作を実行 し、 さらに推定された周波数オフセット推定値に基づいて位相回転された第 2の メモリ手段に保持されている受信信号を第 1の信号として相互相関値算出手段に 与え、 複数の参照データのうち未使用の最小の参照データに対応する参照信号の 組との間で相互相関値を算出し、 算出された相互相関値と未使用の最小の参照デ ータとに基づいて、 周波数オフセット推定手段により第 2のメモリに保持されて いる信号の周波数オフセット推定値を推定する第 2の制御動作を繰返す。 周波数 オフセット補償手段は、 加算手段によって累積された第 1および第 2の制御動作 によって算出された周波数オフセット推定値の加算値に基づいて、 受信信号のサ ブキャリアの周波数オフセットを補償する。

この発明のさらに他の局面に従うと、 複数のサブキャリアに対してシンボルが 並列的に割当てられて変調されているデータシンボル区間と、 前記データシンポ ル区間に先行して付加されたスタートシンボルと力 らなる信号を受信して復調す る信号受信装置は、 CZN検出手段と、 メモリ手段と、 参照信号出力手段と、 相 互相関値計算手段と、 ピーク位置計算手段と、 周波数オフセット推定手段と、 周 波数オフセット補償手段とを備える。 C/N検出手段は、 受信信号の C/Nを検 出する。 メモリ手段は、 受信信号の C/Nに対応する最適の参照信号を特定する データテーブルを保持する。 参照信号出力手段は、 検出された C/Nに応じて、 デ—タテープルに基づいて各々がスタートシンボル中の任意の部分に相当する N (Nは 2以上の整数） 種類の最適の参照信号を出力する。 相互相関値算出手段は、 受信信号と、 N種類の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出する。 ピーク位 置検出手段は、 相互相関値算出手段によって算出された N個の相互相関値のそれ ぞれのピーク位置を検出する。 周波数オフセット推定手段は、 ピーク位置検出手 段によつて検出された N個のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値に基づレ、 て、 前記受信信号のサブキャリアの周波数オフセット推定値を推定して出力する。 周波数オフセット補償手段は、 周波数オフセット推定手段によって推定された周 波数オフセット推定値に基づいて、 受信信号のサブキャリアの周波数オフセット を補償する。

この発明のさらに他の局面に従うと、 複数のサブキャリアに対してシンボルが 並列的に割当てられて変調されているデータシンボル区間と、 データシンボル区 間に先行して付加されたスタートシンボルとからなる信号を受信して復調する信 号受信装置において、 受信信号のサブキャリアの周波数オフセットを補償する方 法は、 受信信号と、 各々がスタートシンボル中の任意の部分に相当する N (Nは 2以上の整数） 種類の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出するステップと、 算出された N個の相互相関値のそれぞれのピーク位置を検出するステップと、 検 出された N個のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値に基づいて、 受信信号 のサブキャリアの周波数オフセット推定値を推定して出力するステップと、 推定 された周波数オフセット推定値に基づいて、 受信信号のサブキャリアの周波数ォ フセットを補償するステップとを備える。

この発明のさらに他の局面に従うと、 複数のサブキャリアに対してシンボルが 並列的に割当てられて変調されているデータシンボル区間と、 データシンボル区 間に先行して付加されたスタートシンボルとからなる信号を受信して復調する信 号受信装置において、 受信信号のサブキャリアの周波数オフセットを補償する方 法は、 受信信号と、 各々がスタートシンボル中の任意の部分に相当する N (Nは 3以上の整数） 種類の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出するステップと、 算出された N個の相互相関値のそれぞれのピーク位置を検出するステップと、 検 出された N個のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値に基づいて、 受信信号 のサブキャリアの複数の周波数オフセット推定値を推定し平均化して出力するス テツプと、 推定され平均化された周波数オフセット推定値に基づいて、 受信信号 のサブキャリアの周波数オフセットを補償するステップとを備える。

この発明のさらに他の局面に従うと、 複数のサブキャリアに対してシンボルが 並列的に割当てられて変調されているデータシンボル区間と、 データシンボル区 間に先行して付加されたスタートシンボルとからなる信号を受信して復調する信 号受信装置において、 受信信号のサブキャリアの周波数オフセットを補償する方 法は、 第 1の制御ステップを備え、 第 1の制御ステップは、 受信信号と、 各々が スタートシンボル中の任意の部分に相当する N (Nは 2以上の整数） 種類の参照 信号のそれぞれとの相互相関値を算出するステップと、 算出された N個の相互相 関値のそれぞれのピーク位置を検出するステップと、 検出された N個のピーク位 置のそれぞれにおける相互相関値に基づいて、 受信信号のサブキヤリアの周波数 オフセット推定値を推定して出力するとともに蓄積するステップと、 推定された 周波数オフセット推定値に基づいて、 受信信号のサブキャリアの位相を回転させ るステップと、 位相回転された受信信号を保持するステップとを含み、 第 2の制 御ステップをさらに備え、 第 2の制御ステップは、 保持された位相回転された受 信信号と、 N種類の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出するステップと、 算出された N個の相互相関値のそれぞれのピーク位置を検出するステップと、 検 出された N個のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値に基づいて、 保持され た位相回転された受信信号のサブキヤリァの周波数オフセット推定値を推定して 出力するとともに蓄積するステップと、 推定された周波数オフセット推定値に基 づいて、 保持された位相回転された受信信号のサブキャリアの位相を回転させる ステップと、 位相回転された受信信号を保持するステップとを含み、 第 1の制御 ステップの後、 第 2の制御ステップを （N— 1 ) 回繰返すステップと、 第 1およ び第 2の制御ステップによって蓄積された N個の周波数オフセット推定値の加算 値に基づいて、 受信信号のサブキャリアの位相を回転させることにより、 周波数 オフセットを補償するステップとをさらに備える。

この発明のさらに他の局面に従うと、 複数のサブキャリアに対してシンボルが 並列的に割当てられて変調されているデータシンボル区間と、 データシンボル区 間に先行して付加されたスタートシンボルとからなる信号を受信して復調する信 号受信装置において、 受信信号のサブキャリアの周波数オフセットを補償する方 法は、 各々がスタートシンボル中の任意の部分に相当する N ( Nは 2以上の整 数） 種類の参照信号と、 ある特定の周波数オフセットが存在する状態における、 各々が 2種類以上の参照信号からなる複数の組に対応する相互相関値間の位相回 転角に基づいた複数の参照データとを保持するステップと、 第 1の制御ステップ とを備え、 第 1の制御ステップは、 受信信号と、 複数の参照データのうち最小の 参照データに対応する組の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出するステッ プと、 算出された相互相関値のそれぞれのピーク位置を検出するステップと、 検 出されたピーク位置のそれぞれにおける相互相関値と、 最小の参照デ一タとに基 づいて、 受信信号のサブキャリアの周波数オフセット推定値を推定して出力する とどもに蓄積するステップと、 受信信号の一部分を抽出して保持するステップと、 推定された周波数オフセット推定値に基づいて、 保持されている受信信号の位相 を回転させるステップとを含み、 第 2の制御ステップをさらに備え、 第 2の制御 ステップは、 推定された周波数オフセット推定値に基づいて位相回転された保持 されている受信信号と、 複数の参照データのうち未使用の最小の参照データに対 する組の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出するステップと、 算出された 相互相関値のそれぞれのピーク位置を検出するステップと、 検出されたピーク位 置のそれぞれにおける相互相関値と、 未使用の最小の参照データとに基づいて、 位相回転された保持されている受信信号の周波数オフセット推定値を推定して出 力するとともに蓄積するステップとを含み、 第 1の制御ステップの後、 第 2の制 御ステツプを操返すステツプと、 第 1および第 2の制御ステップによって蓄積さ れた周波数オフセット推定値の加算値に基づいて、 受信信号のサブキャリアの位 相を回転させることにより、 周波数オフセットを補償するステップとをさらに備 える。

この発明のさらに他の局面に従うと、 複数のサブキャリアに対してシンボルが 並列的に割当てられて変調されているデータシンボル区間と、 データシンボル区 間に先行して付加されたスタートシンボルとからなる信号を受信して復調する信 号受信装置において、 受信信号のサブキャリアの周波数オフセットを補償する方 法は、 受信信号の C/Nを検出するステップと、 受信信号の C/Nに対応する最 適の参照信号を特定するデータテーブルを保持するステップと、 検出された C Nに応じて、 データテーブルに基づいて各々がスタートシンボル中の任意の部分 に相当する N (Nは 2以上の整数） 種類の最適の参照信号を出力するステップと、 受信信号と、 N種類の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出するステップと、 算出された N個の相互相関値のそれぞれのピーク位置を検出するステップと、 検 出された N個のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値に基づいて、 受信信号 のサブキャリアの周波数オフセット推定値を推定して出力するステップと、 推定 された周波数オフセット推定値に基づいて、 受信信号のサブキャリアの周波数ォ フセットを補償するステップとを備える。 図面の簡単な説明

図 1は、 この発明の第 1の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセッ ト補償器を示すブロック図である。

図 2は、 この発明の第 1の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセッ ト補償器の動作原理を示す説明図である。 Xは位相回転角の等価的な推定位置を 示し、 N g iは T g iに含まれるサンプル数を示し、 N wは T wに含まれるサン プル数を示す。

図 3は、 この発明の第 1の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセッ ト補償器の正規化周波数オフセット対ビット誤り率特性を示す説明図である。 図 4は、 この発明の第 1の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセッ ト補償器のスタートシンボルに対する参照信号の位置を示す説明図である。

図 5は、 この発明の第 1の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセッ ト補償器の高 C N R時において参照データ （等価的な推定時間差） T Eが異なる 参照信号を用いた場合の正規化周波数オフセット対ビット誤り率特性を示す説明 図である。

図 6は、 この発明の第 1の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセッ ト補償器の低 C N R時において参照データ （等価的な推定時間差） T Eが異なる 参照信号を用いた場合の正規化周波数オフセット対ビット^り率特性を示す説明 図である。

14

差替え用紙 （規則 26) 図 7は、 OF DM受信装置の周波数オフセット補償器において、 比較的雑音が 小さく、 TEZTwが小さい場合には、 推定可能な周波数オフセットが大きくな ることを示す説明図である。

図 8は、 OF DM受信装置の周波数オフセット補償器において、 TEZTwが 大きい場合には、 推定可能な周波数オフセットが小さくなることを示す説明図で ある。

図 9は、 OF DM受信装置の周波数オフセット補償器において、 TE/Twが 小さい場合には、 雑音による周波数オフセット推定誤差が大きくなることを示す 説明図である。

図 10は、 OF DM受信装置の周波数オフセット補償器において、 TE/Tw が大きい場合には、 雑音による周波数オフセット推定誤差が小さくなることを示 す説明図である。

図 1 1は、 この発明の第 2の実施形態による OF DM受信装置の周波数オフセ ット補償器を示すブロック図である。

図 12は、 この発明の第 2の実施形態による OFDM受信装置の周波数オフセ ット補償器の動作原理を示す説明図である。 Xは位相回転角の等価的な推定位置 を示す。

図 13は、 OF DM受信装置の周波数オフセット補償器において、 周波数オフ セット値と、 一般的な周波数オフセット推定方法による周波数オフセット推定値 との関係を示すグラフである。 実線の太線は雑音なしの部分を示し、 斜線で示し た領域は雑音ありのときの周波数オフセット推定誤差範囲を示し、 Δ f は周波数 オフセット値を示し、 は周波数オフセット推定値を示す。

図 14は、 OF DM受信装置の周波数オフセット補償器において、 相互相関値 の振幅が小さくなると、 相互相関値の位相角の推定誤差が大きくなることを示す 説明図である。 斜線で示した領域は雑音による相互相関値出力の誤差範囲を示す。 図 15は、 この発明の第 3の実施形態による OF DM受信装置の周波数オフセ ット補償器を示すプロック図である。

図 16は、 この発明の第 3の実施形態による OFDM受信装置の周波数オフセ ット補償器の動作を説明するためのブロック図である。

15 差替え用紙 （規則 26) 図 1 7は、 この発明の第 3の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセ ット補償器の動作を説明するためのブロック図である。

図 1 8は、 この発明の第 3の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセ ット補償器の動作を説明するためのブロック図である。

図 1 9は、 この発明の第 3の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセ ット補償器における処理手順を示すフローチヤ一トである。

図 2 0は、 この発明の第 3の実施形態による O F D M受信装置の周波数オフセ ット補償器から得られる正規化周波数オフセットとビット誤り率との関係を示す グラフである。

図 2 1は、 この発明の第 4の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセ ット補償器を示すプロック図である。

図 2 2は、 この発明の第 5の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセ ット補償器を示すブロック図である。

図 2 3は、 図 2 2に示す周波数オフセット推定器のメモリ 2 1 1に保持される 参照信号間の関係を示す図である。 Xは位相回転角の等価的な推定位置を示す (参照信号の長さは一定） 。

図 2 4は、 この発明の第 5の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセ ット推定器における処理手順を示すフローチヤ一トである。

図 2 5は、 この発明の第 6の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセ ット推定器のメモリ 2 1 1に保持される参照信号間の関係を示す説明図である。 Xは位相回転角の等価的な推定位置を示す （参照信号の長さは一定） 。

図 2 6は、 この発明の第 7の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセ ット補償機能付直交検波部を示すプロック図である。

図 2 7は、 この発明の第 7の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセ ット推定器を示すブロック図である。

図 2 8は、 図 2 6に示す周波数オフセット補償機能付直交検波部のデジタル直 交検波器を示すプロック図である。

図 2 9は、 この発明の第 8の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセ ット推定器とデジタル直交検波器との関係を示すブロック図である。

16 差替え用紙 （規則 26) 図 3 0は、 図 2 9に示す周波数オフセット推定器を示すプロック図である。 図 3 1は、 比較的 C/Nが小さいときにおいて、 参照信号の幅 w i d t hを一 定とし、 参照信号の時間差 s h i f tを変化させた場合の、 正規化周波数オフセ ット対ビット誤り率特性を示すグラフである。

図 3 2は、 比較的 CZNが中程度に大きいときにおいて、 参照信号の幅 w i d t hを一定とし、 参照信号の時間差 s h i f tを変化させた場合の、 正規化周波 数オフセット対ビット誤り率特性を示すグラフである。

図 3 3は、 比較的 C ZNが大きいときにおいて、 参照信号の幅 w i d t hを一 定とし、 参照信号の時間差 s h i f tを変化させた場合の、 正規化周波数オフセ ット対ビット誤り率特性を示すグラフである。

図 3 4は、 参照信号の時間差 s h i f tが小さい方が演算完了時間が短くなる ことを示す説明図である。 Aは widthの値 （一定） を示し、 Bは shiftの値 （B K B 2 ) を示し、 S 1は width= A lである 1対の参照信号のうち最初に相関 を取る参照信号を示し、 S 2 1は S 1から B 1だけシフト後に相関を取る参照信 号を示し、 S 2 2は S 1から B 2だけシフト後に相関を取る参照信号を示す。 図 3 5は、 比較的 C ZNが小さいときにおいて、 参照信号の時間差 s h i f t を一定とし、 参照信号の幅 w i d t hを変化させた場合の、 正規化周波数オフセ ット対ビット誤り率特性を示すグラフである。

図 3 6は、 比較的 CZNが中程度に大きいにおいて、 参照信号の時間差 s h i f tを一定とし、 参照信号の幅 w i d t hを変化させた場合の、 正規化周波数ォ フセット対ビット誤り率特性を示すグラフである。

図 3 7は、 比較的 CZNが大きいときにおいて、 参照信号の時間差 s h i f t を一定とし、 参照信号の幅 w i d t hを変化させた場合の、 正規化周波数オフセ ット対ビット誤り率特性を示すグラフである。

図 3 8は、 参照信号の幅 w i d t hが小さい方が演算完了時間が短くなること を示す説明図である。 Bは widthの値 （一定） を示し、 Aは shiftの値 （A 1く A 2 ) を示し、 S 1 1は width= A lである 1対の参照信号のうち最初に相関を 取る参照信号を示し、 S 1 2は S 1 1から Bだけシフト後に相関を取る参照信号 を示し、 S 2 1は width= A 2である 1対の参照信号のうち最初に相関を取る参

17

差替え用紙 （規則 26) 照信号を示し、 S 2 2は S 2 1から Bだけシフト後に相関を'取る参照信号を示す。 図 3 9は、 比較的 CZNが小さいときにおいて、 参照信号の時間差 s h i f t および参照信号の幅 w i d t hを変化させた場合の、 正規化周波数オフセット対 ビット誤り率特性を示すグラフである。

図 4 0は、 比較的 CZNが中程度に大きいときにおいて、 参照信号の時間差 s h i f tおよび参照信号の幅 w i d t hを変化させた場合の、 正規化周波数オフ セット対ビット誤り率特性を示すグラフである。

図 4 1は、 比較的 CZNが大きいときにおいて、 参照信号の時間差 s h i f t および参照信号の幅 w i d t hを変化させた場合の、 正規化周波数オフセット対 ビット誤り率特性を示すグラフである。

図 4 2は、 この発明の第 9の実施形態による O F DM受信装置において受信信 号の CZN情報を入手する CZN検出器を示す図である。

図 4 3 Aは、 シングルキャリア変調方式のスぺクトルを示す説明図である。 図 4 3 Bは、 O F DM伝送方式のスぺクトルを示す説明図である。

図 4 4は、 O F DM信号における周波数オフセットを示す説明図である。 縦方 向の破線は周波数オフセットがない場合 （他の波の影響を受けない場合） を示し、 縦方向の実線は周波数オフセットがある場合 （他の波の影響を受ける場合） を示 す。

図 4 5は、 従来技術による O F DM送信装置を示すブロック図である。

図 4 6は、 O F DM信号の一般的なパケット構成を示す説明図である。

図 4 7は、 従来技術による O F DM受信装置を示すプロック図である。

図 4 8は、 従来技術による O F DM受信装置におけるデジタル直交検波器の一 例を示すブロック図である。

図 4 9は、 従来技術による O F DM受信装置における周波数オフセット補償器 の一例を示すブロック図である。

図 5 0は、 従来技術による O F DM受信装置における周波数オフセット補償器 の相関器を示すブロック図である。

図 5 1は、 従来技術による O F DM受信装置における周波数オフセット補償器 の動作原理を示す説明図である。

18

差替え用紙 (規則 26> 発明を実施するための最良の形態

[第 1の実施形態]

以下、 図 1〜図 6を参照して、 この発明の第 1の実施形態による O F DM受信 装置について説明する。 なお、 図 4 7に関連して説明した従来技術の O F DM受 信装置と共通する部分については同一符号を付してその説明を省略する。

第 1の実施形態による O F DM受信装置は、 図 4 7に関連して説明した従来技 術の O F DM受信装置における周波数オフセット補償器 1 4を改良したものであ り、 周波数オフセット補償器 1 4を除いた他の部分は従来の O F DM受信装置と 同様の構成を有している。

また、 第 1の実施形態のみならず、 後述する各実施形態の O F DM受信装置は、 図 4 7に示したコントローラ 2 0 0 0により、 その全体的な動作が制御されるも のとする。

まず、 図 1を参照して、 第 1の実施形態による O F DM受信装置における周波 数オフセット補償器の構成について説明する。 なお、 図 1において、 太線で表し た信号線は複素数信号、 細線で表した信号線は実数信号をそれぞれ示している。 図 1において、 メモリ 5 1は、 各々がスタートシンボル中の任意の部分に相当

18/1

差替え用紙 （規則 26) する N (第 1の実施形態では N= 2) 種類の信号を、 それぞれ参照信号として保 持している。 相互相関器 52， 53は、 デジタル直交検波器 1 3 (図 47) の出 力信号と、 メモリ 51に保持された 2つの参照信号のそれぞれとの間で相互相関 値を計算する。

ピーク検出器 54は、 相互相関器 52， 53のそれぞれの出力におけるピーク 位置を検出し、 周波数オフセット推定回路 55は、 ピーク検出器 54で検出され たそれぞれのピーク位置における相互相関値に基づいて、 位相回転角を計算して、 受信した O F DM信号の周波数オフセット値を推定する。

ここで、 周波数オフセット推定回路 55は、 ピーク検出器 54で検出されたそ れぞれのピーク位置における相互相関値に基づいて、 位相回転角を計算する位相 回転角計算回路 56と、 メモリ 51に保持されている 2つの参照信号に対応した 参照データ （等価的な推定時間差） 2 π T Eを保持するメモリ 57と、 位相回転 角計算回路 56の出力を、 メモリ 57に保持された参照データ 2 πΤΕで除算す る除算器 58とを備えている。

ここで、 予め特定の周波数オフセット Δ ί r e ίが存在する状態において、 メ モリ 51に保持されている 2つの参照信号に対応してそれぞれ算出された相互相 関値間の位相回転角 Δ 6 r e ίを算出することによって、 メモリ 57に保持され る参照データを求めることができる。 すなわち、 メモリ 51に保持されている参 照信号の波形および位置に基づく値である参照デ一タ （参照信号の等価的な時間 差） ΤΕを、 次式を用いて求めることができる。

TE = A 0 r e f /2 7c厶 f r e f

次に、 図 2を参照して、 図 1に示した周波数オフセット補償器の動作を説明す る。 連続する 2つのスタートシンボル中の一部分にそれぞれ相当する 2つの参照 信号は、 図 2に示すように、 それぞれ幅 w i d t hを有しており、 互いに s h i f tだけタイミングがずれているものとする。

すなわち、 時間 Tg i， Tw中に含まれるサンプル数をそれぞれ Ng i , Nw とすると、 第 1の参照信号は、 スタートシンボルの先頭から計算して、 Ng i + Nw— ( s h i f t + w i d t h) _ 2力、ら Ng i +Nw— ( s h i f t— w i d t h) /2で表される区間のスタートシンボルに相当する信号であり、 第 2の

19 参照信号は、 スタートシンボルの先頭から計算して、 N g i +Nw— （一 s h i f t +w i d t h) /2から N g i +Nw- (— s h i f t -w i d t h) /2 で表される区間のスタートシンボルに相当する信号である。

そして、 相互相関器 5 2， 5 3は、 デジタル直交検波器 1 3 (図 4 7) からの 受信信号と、 上述の 2つの参照信号のそれぞれとの相互相関値を計算し、 位相回 転角計算回路 5 6は、 計算されたピーク位置におけるそれぞれの相互相関値から 受信信号の位相回転角厶 0を求める。 この位相回転角 Δ Θをメモリ 5 7に保持さ れた参照データ 2 π Τ Εで除算することにより、 周波数オフセット推定値 Δ f = 厶 Θノ (2 π ΤΕ) を推定することができる。

この周波数オフセット推定値 Δ f に基づき、 位相回転回路 3 7は、 デジタル直 行検波器 1 3 (図 4 7) からの受信信号の周波数オフセットを補償することが可 能となる。

上述のように、 2つの参照信号を用いた場合には、 位相回転角の参照データ T Eにより、 周波数オフセット値 Δ f の推定範囲は異なり、 図 3に示すように、 正 規化周波数オフセットの推定範囲は、 一 Tw/ ( 2 TE) から + Tw/ (2 T E) の間とすることができる。

すなわち、 丁£く丁 とすると、 第 1の実施形態の OF DM受信装置において は、 上述の従来例と比較して、 周波数オフセットの補償範囲を拡大することが可 能となる。

なお、 図 3の例は、 サンプリングク口ック同期、 シンボルタイミング同期が完 全であり、 有効シンボル区間長 Twに含まれるサンプル数 Nw (F FT 1 8 (図 4 7) のポイント数） を 6 4、 サブキャリア数 Nを 4 8とした場合の、 正規化周 波数オフセット （横軸） 対ビット誤り率特性 （B E R： Bit Error Rate) (縦 軸） を示している。

また図 4は、 2つの参照信号の幅 （サンプル数） w i d t hを 1 6とし、 TE

/Twをそれぞれ 0. 2 5， 1. 5 (参照信号のずれ （サンプル数） s h i f t をそれぞれ 1 6, 9 6とする） とした場合について、 2つの参照信号がスタート シンボル中で占める位置を示している。

ところで、 位相回転角に誤差 η Θが生じると、 周波数オフセット推定値は、 Δ

20 f +n f = (Δ θ +n Θ) / (2 πΤΕ) となり、 周波数オフセット推定誤差 n f が生じる。 すなわち、 TE値が小さい場合は、 位相回転角の誤差 n 0による影 響 （周波数オフセット推定値△ f に対する周波数オフセット推定誤差 n f ) が大 きくなり、 エラ一フロアが発生することになる。

したがって、 図 5に示すように雑音が小さい場合 （たとえば、 CNR (搬送波 対雑音比） =35 d b) を例にとると、 ある周波数オフセット Δ f が存在する場

Δ f =Δ Θ/ (2 πΤΕ) (ただし一 πく Δ0く π)

の関係より、 図 7に示すように TEノ Tw=0. 25としたときには、 図 8に示 すように TE,Tw= l . 5としたときに比べ、 回転角 Δ Θが小さい値となる (TE/Tw= 1. 5のときの：！ ^) 。

ところで、 ΔΘのとり得る範囲は、 一兀<厶 6)く πであるので、 ある周波数ォ フセット Δ f に対する回転角 Δ Θが小さいほど （すなわち TE/Twが小さいほ ど） 、 推定可能な周波数オフセットの範囲は広くなる （TE/Tw=l. 5のと きの 6倍） 。

このため、 図 5に示すように雑音が小さい場合には、 参照データ TE値を小さ くすることによって、 周波数オフセットの推定範囲をより広くすることが可能と なる。

—方、 雑音が存在する場合には、 雑音により相互相関値に誤差が生じ、 その結 果、 図 9および図 10に示すように、 回転角 Δ Θにも誤差 η Θが生じることにな る。

このときの周波数オフセット推定値にも雑音による誤差 n f が生じ、 周波数ォ フセット推定値は、

△ f + n f = (Δθ +η θ) / (2 πΤΕ)

となる。 したがって、 雑音の存在下においては、 周波数オフセットの推定誤差 η f は、 TEを小さくした方が相対的に大きくなる （TEZTw=0. 25のとき、 TE/Tw= 1. 5のときの 6倍） 。

したがって、 図 6に示すように、 TE/Tw=0. 25のときには周波数オフ セットの推定誤差 n f が大きいため、 エラーフロアが発生するのに対し、 TE/

21 T w = 1 . 5のときには周波数オフセットの推定誤差 n f が比較的小さく抑えら れるため、 エラーフロアは発生しない。

したがって、 参照データ T E値を大きくすることによって、 周波数オフセット の推定誤差をより小さくすることが可能になることが理解される。

このように、 参照信号の等価的な時間差参照データ T Eの値の選び方、 すなわ ち参照信号そのものの選び方によって、 周波数オフセット値の推定範囲および精 度を任意に設定することが可能である。

なお、 この第 1の実施形態においては、 データシンボルの前に付加する既知の シンボルとして、 各々が T g i + T.wの長さを持つ連続する 2つのスタートシン ボルを用いているが、 スタートシンボルの長さおよび連続するスタートシンボル の数は、 これらに限られるものではなく、 任意の長さおよび任意の数のスタート シンボルを付加することができる。

この第 iの実施形態では、 2つの参照信号を 1組として （N = 2 ) 、 周波数ォ フセットの推定を行なう周波数オフセット捕償器について説明したが、 より一般 的には、 2つ以上の参照信号を 1組とし （N 2 ) 、 周波数オフセットの推定を 行なうことによって、 雑音による周波数オフセットの推定誤差を抑制することが できる。

[第 2の実施形態]

このように 2つ以上の参照信号を 1組とした、 この発明の第 2の実施形態によ る O F DM受信装置の周波数オフセット補償器について、 図 1 1および図 1 2を 参照して説明する。 なお、 図 1に示した第 1の実施形態による周波数オフセット 補償器と共通する部分については、 同一符号を付してその説明を省略する。 第 2の実施形態による O F DM受信装置は、 図 1 1に示すように、 各々がスタ ートシンボル中の任意の部分に相当する 3種類 （N = 3 ) の参照信号を保持して いるメモリ 5 1と、 デジタル直交検波器 1 3 (図 4 7 ) の出力信号と、 メモリ 5 1に保持された 3つの参照信号のそれぞれとの間で相互相関値を計算する相互相 関器 5 2， 5 3， 6 1と、 相互相関器 5 2， 5 3， 6 1のそれぞれの出力におけ るピーク位置を検出するピーク検出器 5 4と、 ピーク検出器 5 4で検出されたそ れぞれのピーク位置における相互相関値に基づいて、 周波数オフセット値を推定

22 する周波数オフセット推定回路 6 5とを備えている。

周波数オフセット推定回路 6 5は、 第 1および第 2の参照信号に対して求めら れたそれぞれの相互相関値から受信信号の位相回転角を計算する位相回転角計算 回路 5 6と、 この位相回転角計算回路 5 6の出力を、 メモリ 5 7に保持された参 照データ （等価的な推定時間差） 2 π Τ Ε 1で除算する除算器 5 8と、 第 2およ び第 3の参照信号に対して求められたそれぞれの相互相関値から受信信号の位相 回転角を計算する位相回転角計算回路 6 6と、 この位相回転角計算回路 6 6の出 力を、 メモリ 6 7に保持された参照データ （等価的な推定時間差） 2 π Τ Ε 2で 除算する除算器 6 8と、 除算器 5 8の出力と除算器 6 8の出力との平均を求め、 周波数オフセット推定値として出力する平均化回路 6 9とを有している。

次に、 この第 2の実施形態による周波数オフセット補償器の動作を図 1 2を参 照して説明する。 ここで、 連続する 2つのスタートシンボル中の一部分にそれぞ れ相当する 3つの参照信号は、 図 1 2に示すように、 それぞれ幅 w i d t hを有 しており、 それぞれの参照信号は s h i f tずつ順にタイミングがずれているも のとする。 この 3種類の参照信号のそれぞれと、 受信信号との相互相関値を計算 することによって、 それぞれの相互相関値から受信信号の位相回転角を求め、 こ れらの位相回転角同士を比較することにより、 周波数オフセットの推定を行なう。 この第 2の実施形態では、 3個の参照信号を用いているため、 対応するそれぞ れの相互相関値のピーク位置におけるそれぞれの相互相関値、 すなわち 3つの位 相回転角が求まる。 求められた位相回転角に基づき、 位相回転角計算回路 5 6， 6 6においてそれぞれ、 2 (= N— 1 ) 個の位相回転角差を計算することができ る。

そして、 位相回転角計算回路 5 6によって計算された位相回転角差を、 メモリ 5 7に保持されている第 1および第 2の参照信号に対する参照データ （等価的な 推定時間差） 2 π Τ Ε Ιで除算するとともに、 位相回転角計算回路 6 6によって 計算された位相回転角差を、 メモリ 6 7に保持されている第 2および第 3の参照 信号に対する参照データ （等価的な推定時間差） 2 π Τ Ε 2で除算する。 これら の除算結果を平均化し、 周波数オフセット推定値とすることによって、 周波数ォ フセット値を推定する際に、 雑音による推定誤差を抑制することが可能となる。

23 なお、 この第 2の実施形態においても、 第 1の実施形態と同様に、 予めある周 波数オフセットをスタートシンボルにかけたときの、 それぞれの相互相関値の位 相回転角から参照データ （参照信号の等価的な時間差） TEn (n = l〜N— 1) を計算する。 これを用いて各周波数オフセット推定値 Δ ί η = Δ ΘΖ (2 π TEn) (n= l〜N— 1) を求め、

Δ f =ΣΔ f n/ (N- 1)

を周波数オフセット推定値として、 位相回転回路 37に出力する。 この平均化さ れた周波数オフセット推定値に基づき、 位相回転回路 37は、 デジタル直交検波 器 1 3 (図 47) からの受信信号の周波数オフセットを補償することが可能とな る。

上述の第 2の実施形態のように、 参照信号の種類 Nを増加させた場合、 N— 1 個の周波数オフセットの推定値を求め、 これらを平均化して最終的な周波数オフ セット推定値として出力しているので、 雑音に対して耐性のある周波数オフセッ ト推定を行なうことが可能となる。

なお、 上述の第 1および第 2の実施形態の周波数オフセット補償器においては、 位相回転回路 37を用いて受信信号の位相回転により周波数オフセットを補償し ていたが、 位相回転回路 37を用いることなく、 周波数オフセット推定回路 65 で求めた周波数オフセット値 Δ ίを、 デジタル直交検波器 1 3中の局部発振器 2 1 (図 48) の制御入力に入力し、 発振周波数を可変制御することにより、 受信 信号の周波数オフセットを補償することもできる。

[第 3の実施形態]

次に、 図 1 3〜図 20を参照して、 この発明の第 3の実施形態による OFDM 受信装置について説明する。 なお、 図 1に示した第 1の実施形態による周波数ォ フセット補償器と共通する部分には、 同一符号を付してその説明を省略する。 この第 3の実施形態の構成を説明する前に、 周波数オフセットを繰返し推定す ることにより、 推定の精度が向上する理由について説明する。

一般に、 周波数オフセットが大きくなるにつれて周波数オフセット推定の精度 は悪くなる。

図 1 3に示すグラフは、 周波数オフセット値と、 周波数オフセット推定値との

24 一般的な関係を表している。 このグラフから明らかなように、 周波数オフセット 値が大きくなるにつれて周波数オフセット推定誤差が大きくなっていることが理 解される。 この原因としては、 周波数オフセット値を推定する際に、 受信信号中 に含まれるスタートシンボルと参照信号との相互相関値の位相回転角により周波 数オフセットが求められるため、 周波数オフセットが大きいときには相互相関値 の振幅が小さくなり、 雑音の影響を受けやすくなるということが考えられる。 図 1 4に示すグラフは、 相互相関値の振幅が小さくなると相互相関値の振幅に 対して雑音が大きくなるので、 相互相関値の位相角の推定誤差が大きくなってし まうことを示している。

そこで、 この第 3の実施形態では、 周波数オフセット推定を繰返し行なうこと により、 周波数オフセット推定誤差を小さくしょうとするものである。

この第 3の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセット補償器は、 図 1 5に示すように、 参照信号を保持するメモリ 1 0 1， 1 0 2と、 周波数オフセ ットの計算に要する時間だけ受信信号を保持するメモリ 1 0 3と、 位相回転回路 1 0 8からの出力を保持するメモリ 1 0 4と、 デジタル直交検波器 1 3 (図 4 7 ) の出力またはメモリ 1 0 4に保持されている受信されたスタートシンボルと、 メモリ 1 0 1， 1 0 2に保持されているそれぞれの参照信号との間で相互相関値 を計算する相互相関器 1 0 5， 1 0 6と、 相互相関器のそれぞれの出力からピー ク位置を検出しシンボル同期位置を推定するピーク検出器 1 1 4と、 相互相関器 1 0 5 , 1 0 6の出力から位相回転角を計算し周波数オフセット値を推定する周 波数オフセット計算器 1 0 7と、 周波数オフセット計算器 1 0 ⁷からの出力に基 づきメモリ 1 0 3またはメモリ 1◦ 4からの出力の位相を回転させた後、 メモリ 1 0 4に出力する位相回転回路 1 0 8と、 直交検波器 1 3 (図 4 7 ) の出力を、 周波数オフセットを補償するのに要する時間だけ遅延させる遅延器 1 0 9と、 周 波数オフセット計算器 1 0 7からの出力に基づき、 遅延器 1 0 9から出力される 信号の位相を回転させる位相回転回路 1 1 0と、 デジタル直交検波器 1 3 (図 4 7 ) の出力とメモリ 1 0 4の出力とを選択的に切換えて相互相関器 1 0 5， 1 0 6に出力する切替器 1 1 1と、 メモリ 1◦ 3の出力とメモリ 1 0 4の出力とを選 択的に切換えて位相回転回路 1 0 8に出力する切替器 1 1 2と、 メモリ 1 0 4に

25 P 03117 保持されている信号を切替器 1 1 1の一方の入力または切替器 1 1 2の一方の入 力に選択的に切換えて与える切替器 1 1 3とを備えている。

なお、 切替器 1 1 1， 1 1 2および 1 1 3の切換動作は、 コントローラ 2 0 0 0 (図 4 7 ) からの制御信号によって制御されているものとする。

次に、 図 1 6〜図 1 8のブロック図を参照して、 第 3の実施形態による周波数 オフセット補償器の動作について説明する。

最初に、 図 1 6に示すように、 切替器 1 1 1はデジタル直交検波器 1 3 (図 4 7 ) の出力側に、 切替器 1 1 2はメモリ 1 0 3側に、 切替器 1 1 3は切替器 1 1 1側に接続するようにコントローラ 2 0 0 0により切換制御が行なわれる。 デジ タル直交検波器 1 3からの信号は切替器 1 1 1を介して相互層問器 1 0 5 , 1 0 6に共通に与えられ、 相互相関器 1 0 5， 1 0 6によってメモリ 1 0 1， 1 0 2 に保持されているそれぞれの参照信号との間で相互相関値をとられる。 それぞれ の相互相関器で算出された相互相関値は周波数オフセット計算器 1 0 7に与えら れる。 また、 デジタル直交検波器 1 3からの信号は同時にメモリ 1 0 3に保持さ れる。

周波数オフセット計算器 1 0 ⁷は、 与えられた 2つの相互相関値に基づいて周 波数オフセット推定値を計算する。 計算された周波数オフセット推定値に従い、 位相回転回路 1 1 0は遅延器 1 0 9の出力の位相を回転させる。 なお、 遅延器 1 0 9は、 周波数オフセット推定値の計算に要する期間中直交検波器 1 3の出力を 保持しておき、 周波数オフセット推定が完了してから位相回転回路 1 1 0に出力 する。 これにより、 受信データの最初から周波数オフセットが補償されることに なる。 一方、 位相回転回路 1 0 8は、 計算された周波数オフセット推定値に基づ いてメモリ 1◦ 3に保持されている信号の位相を回転させ、 その結果をメモリ 1 0 4に保持する。

次に、 図 1 7に示すように、 切替器 1 1 1を切替器 1 1 3側に、 切替器 1 1 2 を切替器 1 1 3側に接続するようにコントローラ 2 0 0 0により切換制御が行な われる。 相互相関器 1 0 5， 1 0 6は、 メモリ 1 0 4に保持されている信号とメ モリ 1 0 1， 1 0 2に保持されているそれぞれの参照信号との間で相互相関値を 計算し、 計算された相互相関値に基づき、 周波数オフセット計算器 1 0 7は周波

26 数オフセット推定値を計算し、 位相回転回路 1 0 8 , 1 1 0に出力する。

次に、 図 1 8に示すように、 切替器 1 1 3を切替器 1 1 2側に接続するようコ ントロ一ラ 2 0 0 0により切換制御が行なわれる。 位相回転回路 1 0 8は、 周波 数オフセット計算器 1 0 7によって計算された周波数オフセット推定値に基づき、 メモリ 1◦ 4に保持されている信号の位相を回転させ、 メモリ 1 0 4に再度保持 する。 その後、 切替器 1 1 3を切替器 1 1 1側に接続するようにコントローラ 2 0 0◦によって切換制御が行なわれる。 以後、 メモリ 1 0 4に保持されている信 号とそれぞれの参照信号との相互相関値をとり、 算出された相互相関値に基づい て周波数オフセットを推定し、 メモリ 1 0 4に保持されている信号の位相を回転 させて再度メモリ 1 0 4に保持するという動作を繰返す。

この第 ₃の実施形態による周波数オフセット補償器の上述の処理手順を、 図 1

9のフローチャートを参照して説明する。

この図 1 9に示す例では、 コントローラ 2 0 0 0 (図 4 7 ) の制御下に、 周波 数オフセットの推定を N回行なうものとする。 また周波数オフセット推定器では、 受信信号と参照信号との相互相関値をピーク検出器 1 1 4で監視することにより、 スタートシンボル位置およびデ一タシンボル位置の推定を行なう。

まず、 ステップ S 1において、 切替器 1 1 1をデジタル直交検波器 1 3の出力 側に、 切替器 1 1 2をメモリ 1 0 3側に接続する切換制御を実行する。 次に、 ス テツプ S 2において、 相互相関器 1 0 5， 1 0 6によって、 デジタル直交検波器 1 3からの受信信号とメモリ 1 0 1， 1 0 2に保持されているそれぞれの参照信 号との間の相互相関値を算出する。 次にステップ S 3において、 ピーク検出器 1 1 4により相互相関値のピーク位置を検出したか否かを判定し、 ピーク位置を検 出しない場合には、 上述のステップ S 2の処理を繰返し、 ピーク位置を検出した 場合には、 ステップ S 4において、 相互相関器 1 0 5， 1 0 6で算出された相互 相関値から周波数オフセット推定値 （オフセット値 # 1 ) を算出する。

ステップ S 5において、 メモリ 1 0 3に記憶されている直交検波器 1 3からの 信号が、 切替器 1 1 2を介して位相回転回路 1 0 8に与えられ、 ステップ S 6に おいて、 位相回転回路 1 0 8は、 メモリ 1 0 3から入力された信号の位相を、 上 iポの周波数オフセット推定値 （オフセット値 # 1 ) に従って回転する。 次に、 ス

27 テツプ S 7において、 位相回転回路 1 0 8において位相回転された受信信号がメ モリ 1 0 4に保持される。

次に、 ステップ S 8において、 切替器 1 1 1を切替器 1 1 3側に、 切替器 1 1 2を切替器 1 1 3側に接続するように切換制御が行なわれ、 さらにステップ S 9 からステップ S 1 6の間で、 以下に説明する処理が （N— 1 ) 回繰返される。 まず、 ステップ S 1 0において、 相互相関器 1 0 5， 1 0 6は、 メモリ 1 0 4 から切替器 1 1 3， 1 1 1を介して与えられた信号と、 メモリ 1 0 1， 1 0 2に 記憶されている参照信号のそれぞれとの問で相互相関値を算出し、 ステップ S 1 1において、 周波数オフセット計算器 1 0 7は、 周波数オフセット推定値 （オフ セット値# 11 ) を算出する。 次に、 ステップ S 1 2において、 切替器 1 1 3を切 替器 1 1 2側に接続する切換制御が行なわれ、 ステップ S 1 3において、 位相回 転回路 1 0 8は、 メモリ 1 0 4から切替器 1 1 3， 1 1 2を介して読出された信 号の位相を、 上述の算出された周波数オフセット推定値 （オフセット値# ） に 従って回転する。 ステップ S 1 4において、 位相回転回路 1 0 8によって位相回 転された信号は再度メモリ 1 0 4に記憶される。

次に、 ステップ S 1 5において、 切替器 1 1 3を切替器 1 1 1側に接続する切 換制御が行なわれ、 再びステップ S 1 0から S 1 6に至る処理を （N— 1 ) 回繰 返す。 （N—1 ) 回の繰返しが終了した後、 ステップ S 1 7において、 それまで に算出されたすベてのオフセット値 # 1〜# Nを加算し、 ステップ S 1 8におい て、 この加算値に従って、 位相回転回路 1 1◦は遅延器 1 0 9からの出力信号の 位相を回転する。

図 2 0は、 参照信号の幅を w i d t h = 1 6、 2つの参照信号間のずれを s h i f t = 8としたときの、 この第 3の実施形態の周波数オフセット補償器から得 られる正規化周波数オフセットとビット誤り率との関係を示すグラフである。 図 2 0に示すように、 1回目に、 受信信号中のスタートシンボルと参照信号との間 で相互相関値を算出し、 周波数オフセット推定値を求め、 その値により周波数ォ フセットを補償する。 2回目に、 周波数オフセット補償後のスタートシンボルと 参照シンボルとの間で相互相関値を算出し、 周波数オフセット推定値を求め、 そ の値により周波数オフセットを補償する。 このとき求められる相互相関値は、 1

28 回目に受信信号中のスタートシンボルと参照信号との間で求めた相互相関値より も振幅が大きく位相角は小さくなつている。 したがって、 2回目のオフセット推 定により、 実際の周波数オフセット値により近い周波数オフセット推定値が求ま つていることになる。 さらに 3回目に、 2回目と同様の処理を繰返すことにより オフセット推定回数が増大し、 より大きな周波数オフセットの補償が可能となる ことが理解される。

上述の第 3の実施形態では、 2つの参照信号 （N = 2 ) を 1組として、 周波数 オフセットの推定を行なっていたが、 2つ以上の参照信号 （N 2 ) を 1組とし て周波数オフセットの推定を行なうことによって、 さらに雑音による周波数オフ セット推定誤差を抑制することが可能となる。

[第 4の実施形態]

このような場合に関して、 図 2 1を参照して、 この発明の第 4の実施形態によ る O F DM受信装置について説明する。 なお、 上述の第 3の実施形態と共通する 部分については、 同一符号を付してその説明を省略する。

図 2 1に示すように、 この第 4の実施形態による周波数オフセット補償器は、 スタートシンボル中の任意の部分に相当する 3種類 （N = 3 ) の参照信号を保持 しているメモリ 1 0 1， 1 0 2， 1 1 5と、 デジタル直交検波器 1 3 (図 4 7 ) の出力信号と、 メモリ 1 0 1， 1 0 2， 1 1 5に保持されている 3つの参照信号 のそれぞれとの間で相互相関値を算出する相互相関器 1 0 5， 1 0 6， 1 1 1と を備えている。

図 2 1に示した第 4の実施形態による周波数オフセット補償器によれば、 3つ の相互相関器 1 0 5， 1 0 6， 1 1 6により位相回転角が算出され周波数オフセ ット計算器 1 0 7に与えられる。 周波数オフセット計算器 1 0 7は、 これらの位 相回転角に応じて 2つの周波数オフセット値を推定し、 その平均値を周波数オフ セット推定値として位相回転回路 1 0 8に与えて周波数オフセットの補償を行な つている。 これにより、 周波数オフセット値を推定する際の雑音による推定誤差 を抑制することが可能となる。

[第 5の実施形態]

次に、 図 2 2〜図 2 4を参照して、 この発明の第 5の実施形態による O F DM

29 受信装置について説明する。 なお、 前述の第 1の実施形態と共通する部分には、 同一符号を付して説明を省略する。

この第 5の実施形態の構成について詳細に説明する前に、 この第 5の実施形態 による周波数オフセット推定の方法によって推定精度が改善される理由について 説明する。

上述の各実施形態に関連して説明したように、 基本的に 1対の相互相関値から 周波数オフセット推定値を算出することができる。 すなわち、 周波数オフセット 推定値の導出式である Δ ί = Δ Θ / ( 2 π Τ Ε ) から、 参照データ （等価的な推 定時間差） Τ Εの値を小さくとるほど広範囲に周波数オフセットの推定を行なう ことができ、 逆に参照データ Τ Εの値を大きくとるほど周波数オフセットの推定 範囲が狭くなることが理解される。

ここで、 受信信号に雑音が付加された場合を考えると、 求められる位相回転角 には、 雑音の影響で誤差 η 0が含まれることになる。 この誤差 η 0により、 受信信号に雑音が付加された場合の周波数オフセット推定値は、 Δ f + n f = ( Δ θ + n 6 ) / ( 2 π Τ Ε ) で表わされることになる。 したがって、 周波数ォ フセット推定値は、 参照データ Τ Εの値が小さいほど雑音による誤差 η 0の影響 が大きくなり、 参照データ Τ Ε値が大きいほど雑音による誤差 η Θの影響が小さ くなることが理解される。

したがって、 参照データ Τ Εの値を小さくとった場合には、 広範囲に周波数ォ フセットの推定を行なえる一方で、 雑音による周波数オフセット推定誤差 n f が 大きくなることが理解される。

このことから、 この発明の第 5の実施形態による周波数オフセット補償器では、 広範囲の周波数オフセットを高精度に補償するために、 まず参照データ T Eの値 を小さくとることにより広範囲にわたって周波数オフセット推定値を求めて周波 数オフセット補償を行ない、 次に参照データ T Eの値を大きくとることによって、 先に行なった周波数オフセット補償の誤差が小さくなるように周波数オフセット の推定 ·補償を行なうように構成したものである。

より特定的に、 各々 2つの参照信号からなる複数の参照信号の組と、 複数の参 照信号の組にそれぞれ対応する異なる参照データ T Eとを準備し、 参照データ T

30 Eの小さい方の参照信号の組から順に用いて周波数オフセットの推定および補償 を繰返し行ない、 その都度得られた周波数オフセット推定値を蓄積していく。 そ して、 最終的に求められた周波数オフセット推定値の加算値を位相回転回路に与 えて、 直交検波回路から受信した信号の位相を回転させることにより、 広範囲な 周波数オフセットに対応するものであり、 かつ雑音に対してロバストな周波数ォ フセット推定を行なうことを可能にするものである。

この発明の第 5の実施形態に係る周波数オフセット推定器は、 図 2 2に示すよ うに、 受信信号のスタ一トシンボルの始まり位置から参照信号の終わり位置まで の長さである L e n g t hの値と、 複数の参照信号と、 これらの参照信号で構成 される複数の組にそれぞれ対応する複数の参照データ （等価的な推定時間差） T Eの値とを保持するメモリ 2 1 1、 受信したスタートシンボルを保持するための メモリ 2 1 2、 デジタル直交検波器 1 3 (図 4 7 ) の出力とメモリ 2 1 2の出力 とを選択的に切換えて出力する切替器 2 0 3、 切替器 2 0 3の出力とメモリ 2 1 1に保持されている 2種類 （1組） の参照信号のそれぞれの値との相互相関値を 算出する相互相関器 2 0 4， 2◦ 5、 相互相関器 2 0 4， 2 0 5の出力から相互 相関値のピークを検出し、 シンボル位置推定値を出力するピーク検出器 2 0 9、 相互相関器 2 0 4， 2 0 5の出力と、 ピーク検出器 2 0 9の出力と、 メモリ 2 1 1に保持されている対応の参照データ T Eの値とを用いて周波数オフセット推定 値を計算する周波数オフセット計算器 2 0 6、 周波数オフセット計算器 2 0 6の 出力に応じてメモリ 2 1 2に保持されている受信したスタートシンボルの位相を 回転させる位相回転回路 2 0 7、 周波数オフセット計算器 2 0 6の出力を加算し て出力する周波数オフセット推定値加算器 2 1 4、 直交検波器 1 3からの受信信 、

号を周波数オフセット推定値加算器 2 1 4の加算動作が終了するまで遅延させる 遅延器 2 1 3、 周波数オフセット推定値加算器 2 1 4の出力に応じて遅延器 2 1 3の出力の位相を回転させる位相回転回路 2 0 8、 ピーク検出器 2 0 9からの信 号の出力をオン 'オフ制御するスィッチ 2 1 0、 スィッチ 2 1 0から出力される ピーク値と、 メモリ 2 1 1に保持されている L e n g t hの値とをもとに、 デー タシンボルの位置を推定するシンボル同期位置推定器 2 0 1、 およびスィッチ 2 1 0から出力されるピーク値と、 メモリ 2 1 1に保持されている L e n g t hの

31 値とをもとに、 受信信号のうちスタートシンボル区間の信号をメモリ 21 2に書 込むスタートシンボル抽出器 202を備えている。

メモリ 21 1は、 図 23に示すように、 1対の参照信号 Re f (n， 1) ， R e f (n， 2) と、 それぞれの参照信号の 「位相回転角の等価的な推定位置」 間 の距離である参照データ TE (n) とからなる組を N組分 （Nは正の整数） を保 持し、 さらにスタートシンボルの始まりから R e f (n， 1) の終わりまでの距 離を L e n g t hとして保持している。 ここで、 参照信号 Re f (n， 1) ， R e f (n, 2) はそれぞれスタートシンボル内に収まっており、 その長さは等し くかつ一定である。

また、 メモリ 21 2に対しては、 まずスタートシンボル抽出器 202が受信信 号うちスタートシンボルを抽出して書込を開始する。 相互相関器 204のピーク 出力があった後、 相互相関器 205のピーク出力があると、 周波数オフセット計 算器 206が周波数オフセットの推定を行ない、 その推定結果に応じて位相回転 回路 207は、 メモリ 21 2に書込まれているスタートシンボルの位相を回転さ せてメモリ 21 2の内容の書換を始めるが、 前述のスタートシンボル抽出器 20 2によって抽出されたスタートシンボルの書込を追い抜いてメモリ 21 2の内容 が書換えられることはない。

メモリ 21 2に保持されているスタートシンボルに対する 1回目の位相回転処 理が終了すると、 スタ—トシンボル抽出器 202からメモリ 21 2へのスタート シンボルの書込は、 次のパケットのスタートシンボルが到達するまでは行なわれ ない。 したがって 2回目以降の位相回転処理に関しては、 メモリ 21 2の内容の 書換を行なうものは位相回転回路 207のみであり、 切替器 203には位相回転 回路 207によって書換えられたメモリ 21 2のデータが出力される。 なお、 ピ ーク検出器 209は、 設定されたしきい値を有しており、 与えられた相互相関値 が当該しきい値を超えた時点でピークと判定するように動作する。

次に、 この第 5の実施形態による周波数オフセット推定器の動作について、 図 22を参照して説明する。

ここで、 メモリ 2 1 2は、 3対の参照信号 Re f (n， 1) ， Re f (n， 2) と、 それぞれの対の参照信号間の参照データ （等価的な推定時間差） TE

32 (n) とを保持するものとし、 対応する TE (n) (n=l, 2， 3) の値は、 それぞれ、 TE (1) =TW/50, TE (2) =TW/8, TE (3) =TW /2であり、 かつ L e n g t h = 2◦であるものとする。

まず、 デジタル直交検波器 1 3 (図 47) からの信号がスタートシンボル抽出 器 202に与えられるとともに、 切替器 203を介して相互相関器 204， 20 5に入力される。 相互相関器 204， 205は、 入力された信号と、 メモリ 21 1に保持されている 1対の参照信号 Re f (1， 1) ， R e f (1， 2) のそれ ぞれの値との相互相関値を求め、 ピーク検出器 209は、 算出された相互相関値 のピーク位置を検出する。

周波数オフセッ ト計算器 206は、 それぞれのピーク位置における相互相関値 と、 メモリ 21 1に保持されている対応する参照データ TE (1) の値とを用い て、 周波数オフセット値 # 1を推定する。 さらに、 ピーク検出器 209の出力は、 オン状態のスィツチ 210を介してシンボル同期位置推定器 201に与えられ、 シンボル同期位置推定器 201から出力されるシンボル位置推定値は、 図 47に 示すシンボルクロック発生器 1 5に出力される。 また、 ピーク検出器 209の出 力は、 オン状態であるスィツチ 210を介してスタートシンボル抽出器 202に 入力され、 スタートシンボル抽出器 202は、 受信信号のうちスタートシンボル を抽出してメモリ 21 2に記憶させる。 スィッチ 210は、 相互相関器 204に よるピーク検出が行なわれた後にオフにされる。

ここで、 前述のように受信信号に雑音が付加されている場合は、 推定されるォ フセットに誤差が含まれるため、 正確なオフセット推定がなされない。 この実施 形態では、 とりあえずこのオフセット推定値 # 1を用いてメモリ 21 2に保持さ れているスタートシンボルの位相を位相回転回路 207で回転させてメモリ 21 2に書き戻す。 またオフセット推定値 # 1を周波数オフセット推定値加算器 21 4に与えて累積する。

次に、 コントローラ 2000 (図 47) の制御により、 切替器 203を切換え て、 メモリ 21 2に保持されている信号を相互相関器 204， 205に入力する。 相互相関器 204， 205は、 メモリ 21 2から入力された信号と、 メモリ 21 1に保持されている 1対の参照信号 Re ί (2， 1) ， Re f (2， 2) のそれ

33 ぞれの値との相互相関値を求め、 ピーク検出器 2 0 9は、 相互相関値のピーク位 置を検出する。

周波数オフセット計算器 2 0 6は、 それぞれのピーク位置における相互相関値 と、 メモリ 2 1 1に保持されている対応する参照データ T E ( 2 ) の値とを用い て周波数オフセット推定値 # 2を推定する。 またオフセット推定値 # 2を周波数 オフセット推定値加算器 2 1 2に与えて蓄積する。 ここでも推定されるオフセッ ト値には誤差が含まれるが、 最初の推定値時よりも小さくなっている。

このオフセット推定値 # 2を用いてメモリ 2 1 2に保持されているスタートシ ンボルの位相を位相回転回路 2 0 7.で回転させてメモリ 2 1 2に書き戻す。 そし て最後にもう一度、 メモリ 2 1 2の信号を相互相関器 2◦ 4， 2 0 5に入力する。 相互相関器 2 0 4， 2 0 5は、 メモリ 2 1 2から入力された信号と、 メモリ 2 1 1に保持されている 1対の参照信号 R e f ( 3， 1 ) ， R e f ( 3， 2 ) のそれ ぞれの値との相互相関値を求め、 ピーク検出器 2 0 9は相互相関値のピーク位置 を検出する。

周波数オフセット計算器 2 0 6は、 それぞれピーク位置における相互相関値と、 メモリ 2 1 1に保持されている対応する参照データ T E ( 3 ) の値とを用いて周 波数オフセット推定値 # 3を推定する。 そしてオフセット推定値 # 3を周波数ォ フセット推定値加算器 2 1 4に与えて蓄積する。 ここでも推定されるオフセット 値には誤差は含まれているが 先ほどの推定時よりもさらに小さくなつている。 このようにして計算されたオフセット推定値 # 1， # 2， # 3を加算した結果 が最終的な周波数オフセット推定値であり、 周波数オフセット推定値加算器 2 1 4から位相回転回路 2 0 8に与えられる。 位相回転回路 2 0 8は、 周波数オフセ ット推定値加算器 2 1 4から出力された周波数オフセット推定値に応じて、 遅延 器 2 1 3から出力される受信信号の位相回転を行なって周波数オフセットを補償 する。

さらに、 この第 5の実施形態による周波数オフセット推定器におけるコント口 ーラ 2 0 0 0 (図 4 7 ) の制御下の処理手順を図 2 4に示すフローチャートを参 照して説明する。

初めに ステップ S 2 1において、 n = lにセットし、 ステップ S 2 2におい

34 て、 n =lか否かを判定する。 n= lの場合は、 ステップ S 23において、 切替 器 203の出力をデジタル直交検波器 1 3 (図 47) からの入力に切換え、 n≠ 1の場合は、 ステップ 24において、 切替器 203の出力をメモリ 21 2からの 出力に切換える。

ステップ S 25では、 切替器 203の出力とメモリ 21 1に保持されている参 照信号 Re f (n， 1) との相互相関値を求める。 ステップ S 26では、 相互相 関値のピーク位置を判定し、 判定されない場合は、 ステップ S 25および S 26 の処理を繰返す。 ピーク位置が判定された場合は、 ステップ S 27に移行してス イッチ 210をオフとする。

次にのステップ S 28において、 切替器 203の出力とメモリ 21 1の参照信 号 R e f (n, 2) との相互相関値を求める。 ステップ S 29において、 前述の ステップ S 26と同様にピーク位置を判定し、 判定されない場合は、 ステップ S

28および S 29の処理を繰返す。 ピーク位置が判定された場合は、 ステップ S

30において、 それぞれの相互相関値およびメモリ 21 1に保持されている参照 データ TE (n) に基づいて周波数オフセット （オフセット推定値 n) を推定す る。

次に、 ステップ S 3 1において、 n=Nか、 すなわち所定回数 Nまで周波数ォ フセット推定処理を行なったか否かを判定し、 未だ行なっていない場合は、 ステ ップ S 32において、 メモリ 21 2に保持されている信号の位相をオフセット推 定値 # nに従って回転させてメモリ 21 2に書き戻すとともに、 nをカウントァ ップして、 ステップ S 22から S 30の処理を n=Nとなるまで繰返す。

すなわち、 メモリ 21 2に保持されている信号と、 受信信号との相互相関値算 出に用いた対とは別の対の参照信号 Re f (n， 1) , Re f (n， 2) との間 で相互相関値を計算し、 メモリ 21 1に保持されている参照データ TE (n) (TE (1) く TE (2) く…く TE (N) ) の値を用いて同様に周波数オフセ ット推定値 #nを求める。 そして推定値 #nに基づいてメモリ 21 2に保持され ている受信スタートシンボルに位相回転を施す処理を N— 1回実行する （n = 2， 3， ···, N)。

そして、 ステップ S 31において、 n=Nの場合、 すなわち、 所定回数 Nまで

35 周波数オフセット推定処理を行なったことが判定された場合には、 ステップ S 3 4において、 これまでの処理で算出されオフセット推定値 # l〜#nを周波数ォ フセット推定値加算器 214で加算して、 その結果を周波数オフセット推定値と して位相回転回路 208に出力する。

このようにこの発明の第 5の実施形態によるオフセット補償器によれば、 必要 回数だけ参照データ （等価的な推定時間差） TEの値を順に大きくとっていきな がら、 その都度周波数オフセット推定値を求めてオフセット補償を行ない、 その 都度得られた周波数オフセット推定値を加算して求められた最終の周波数オフセ ット推定値により受信信号に対する周波数オフセット補償を行なうので、 周波数 オフセット補償を高精度に行なうことが可能となる。

[第 6の実施形態]

次に、 図 25を参照して、 この発明の第 6の実施形態による OF DM受信装置 について説明する。

上述の第 5の実施形態では、 図 23に示すように、 1対の参照信号 Re f (n, 1) ， Re f (n， 2) と、 それぞれの参照信号の 「位相回転角の等価的な推定 位置」 問の距離である参照データ TE (n) とからなる組を N組分用意したが、 この第 6の実施形態では、 図 25に示すように、 1対の参照信号 Re f (1) ， Re f (n， 2) と、 それぞれの参照信号の 「位相回転角の等価的な推定位置」 間の距離である参照データ TE (n) と力、らなる組を N組 （Nは正の整数） 分保 持し、 さらにスタートシンボルの始まりから R e f (1) の終わりまでの距離を L e n g t hとして保持するようにしている。 ここで、 R e ί (l) , Re f (n， 2) はスタートシンボル内に収まっており、 その長さは等しく一定として いる。

このような第 6の実施形態の発明によれば、 1対の参照信号の片側に R e f (1) を共通して用いることにより、 メモリの使用量を減らすことができる。

[第 7の実施形態]

次に、 この発明の第 7の実施形態による O F DM受信装置について図 26〜図 28を参照して説明する。

上述の第 5および第 6の実施形態では、 図 22に示すように、 周波数オフセッ

36 ト補償器は、 周波数オフセット推定値加算器 2 1 4において加算され出力された 最終の周波数オフセット推定値に基づいて、 位相回転回路 2 0 8が受信信号の位 相を回転させることにより周波数オフセットの補償を行なっていた。 これに対し、 以下に説明する第 7の実施形態では、 第 5および第 6の実施形態と同様に、 推定 され加算された最終の周波数オフセット推定値を、 図 4 7に示す O F DM受信装 置のデジタル直交検波器 1 3の局部発振器に入力して発振周波数を可変制御する ことにより受信信号の周波数オフセットを補償しょうとするものである。

図 2 6は、 第 7の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセット補償機 能付きの直交検波部の構成を示すプロック図であり、 図 2 7は図 2 6に示す周波 数オフセット推定器 2 1 8の構成を示すブロック図であり、 図 2 8は図 2 6に示 すデジタル直交検波器 2 1 7の構成を示すブロック図である。 なお、 図 2 7に示 す周波数オフセット推定器 2 1 8の構成およびその動作は、 図 2 2に示す周波数 オフセット推定器の構成および動作とほぼ同一であるのでその説明を省略する。 図 2 6に示すように周波数オフセット補償機能付き直交検波部は、 A/D変換 器 1 2 (図 4 7 ) の出力を一定時間遅延させる遅延器 2 1 5と、 遅延器 2 1 5の 出力および A/D変換器 1 2 (図 4 7 ) の出力のいずれかを選択して出力する切 替器 2 1 6と、 図 2 8に示すように発振周波数を制御することができ、 また切替 器 2 1 6の出力を実成分および虚成分に分離することができるデジタル直交検波 器 2 1 7と、 デジタル直交検波器 2 1 7の出力の周波数オフセット値を推定して 補償する周波数オフセット推定器 2 1 8とを備えている。

図 2 6に示す周波数オフセット補償機能付き直交検波部の動作ついて説明する。 以下に説明する動作も、 コントローラ 2 0 0 0 (図 4 7 ) の制御下に実行される。 まず、 O F DM受信装置の A/D変換器 1 2 (図 4 7 ) からの出力が、 遅延器 2 1 5および切替器 2 1 6に与えられる。 切替器 2 1 6はまず、 A/D変換器 1 2 (図 4 7 ) からの出力を選択してデジタル直交検波器 2 1 7に与え、 デジタル直 交検波器 2 1 7は与えられた信号を実成分と虚成分とに分解し、 周波数オフセッ ト推定器 2 1 8に与える。

図 2 7に示す周波数オフセット推定器 2 1 8では、 図 2 2に示す第 5の実施形 態と同様に、 周波数オフセット推定値加算器 2 1 4から周波数オフセット推定値

37 7 が出力されるが、 その後周波数オフセット推定値はデジタル直交検波器 2 1 7に 与えられる。 そして、 図 2 8に示すように、 切替器 2 1 6で選択された遅延器 2 1 5からの出力の直交検波を行なう際に用いる局部発振器 2 1の可変周波数が周 波数オフセット推定値によって調節される。 この結果、 デジタル直交検波器 2 1 7力 らは、 周波数オフセットが補償された信号が出力されることになる。

なお、 この第 7の実施形態においても、 周波数オフセット推定器 2 1 8内のメ モリ 2 1 1に保持される参照信号を前述の第 6の実施形態のものと同じように構 成することにより、 メモリの使用量を節約することが可能となる。

[第 8の実施形態]

次に、 図 2 9〜図 4 1を参照して、 この発明の第 8の実施形態による O F DM 受信装置について説明する。

この第 ₈の実施形態による O F DM受信装置の周波数オフセット推定器 3 0 0 は、 図 2 9に示すように、 デジタル直交検波器 3 0 1からの受信信号を受けて周 波数オフセットを推定し、 その周波数オフセット推定値をデジタル直交検波器 3 0 1に与える。 なお、 デジタル直交検波器 3◦ 1は図 2 8に示す構成と同じ構成 を有しており、 また、 図 2 9のその他の部分の構成は図 4 7に示す構成と同様で あるので、 その説明を省略する。

図 2 9の周波数オフセット推定器 3 0 0は、 図 3 0に示すように、 受信信号の C/N (搬送波対雑音比） に対応する最適参照信号のデータテーブルを保持して いるメモリ 3 0 2と、 受信信号の CZNに基づいて、 メモリ 3 0 2に保持されて いる情報から最適参照信号を選定し、 その選定データに基づいてメモリ 3 0 4に 命令を出す参照信号調節器 3 0 3と、 参照信号を予め保持しており参照信号調節 器 3 0 3の命令により参照信号を出力するメモリ 3 0 4と、 デジタル直交検波器 3 0 1 (図 2 9 ) の出力とメモリ 3 0 4から出力される参照信号のそれぞれとの 間で相互相関値を計算する相互相関器 3 0 5， 3 0 6と、 相互相関器の出力から ピーク位置を検出しシンボル同期位置を推定するピーク検出器 3 0 7と、 相互相 関器 3 0 5 , 3 0 6の出力に基づいて位相回転角を計算し、 周波数オフセット推 定値を推定する周波数オフセット計算器 3 0 8とを備えている。

次に、 図 3 0に示す周波数オフセット推定器 3 0 0の動作を説明する。

38 まず、 参照信号調節器 3 0 3は、 図示しない受信信号の CZNに関する情報の 発生源から当該情報を受取る。 一方、 メモリ 3 0 2には、 ある基準に基づいて作 成された、 受信信号の CZNに対応する、 参照信号幅データおよび参照データ (等価的な推定時間差） T Eのデータテ一ブルが保持されている。

参照信号調節器 3 0 3は、 受取った受信信号の CZNに関する情報に基づいて、 メモリ 3 0 2内の上述のテ一ブルから、 対応する参照信号幅データおょぴ参照デ ータ T Eを特定し、 これに対応する参照信号の組を選択する。

次に、 参照信号調節器 3 0 3は、 上述のように選択された参照信号の組を出力 するようにメモリ 3 0 4に命令する.。 メモリ 3 0 4には、 実際にはスタートシン ボルが保持されており、 上述の参照信号調節器 3 0 3からの命令内容を満たすよ うに、 保持されているスタートシンボルの部分を参照信号の組として相互相関器 3 0 5， 3 0 6に出力する。

相互相関器 3 0 5， 3 0 6は、 与えられた参照信号の組のそれぞれと、 デジタ ル直交検波器 3 0 1の出力との問で相互相関値を参照し、 参照されたそれぞれの 相互相関値が周波数オフセット計算器 3 0 8に入力される。 周波数オフセット計 算器 3 0 8は与えられた相互相関値に基づいて周波数オフセット推定値を算出す る。

なお、 周波数オフセット推定器 3 0 0は、 受信信号と参照信号との相互相関値 をピーク検出器 3 0 7で監視することにより、 スタートシンボル位置およびデ一 タシンボル位置の推定を行なうとともに、 ピーク位置における相互相関値により 周波数オフセット推定値を算出する。

次に、 メモリ 3◦ 2に保持されている、 受信信号の CZN情報に対応する最適 参照信号のデータテーブルの例について、 図 3 1ないし図 4 1を参照して説明す る。

ここで、 前述の参照データ T Eは、 複数の参照信号間の時間差 s h i f t (そ れぞれの参照信号の先頭同士の時間差） に対して単調増加の関係にあるため、 s h i f tを増加させることにより、 参照データ T Eを増加させることができる。 したがって、 参照データ T Eの代わりに、 s h i f tをパラメータとして取扱う ことも可能となる。 なお、 本来は、 パラメータとして参照データ T Eを用いるベ

39 P T/JP00/03117 きであるが、 以下の説明では、 簡略化のために、 s h i f tをパラメータとして 用いた場合について説明する。

図 3 1， 図 32， 図 33は、 それぞれ、 比較 C/Nが小さい場合、 中程度の場 合、 大きい場合において、 参照信号の幅 w i d t hを一定とし、 参照信号間の時 間差データ s h i f tを変化させた場合の、 正規化周波数オフセット対ビット誤 り率特性を示すグラフである。

これらの図において、 横軸は正規化周波数オフセット、 縦軸は BER特性を示 す。 また、 サンプリングクロック同期、 シンボルタイミング同期は完全であると 仮定する。 さらに有効シンボル区間を Tw= 64、 F FTのポイント数を 64、 サブキャリア数を 48とし、 変調方式としては DQP SK方式を用い、 復調方式 としては遅延検波方式を用いるものとする。 また、 これらの図に示す括弧内の数 値はそれぞれ順に w i d t h, s h i f tを示すものとする。

これらの図から明らかなように、 受信信号の CZNの大小にかかわらず、 いず れの場合にも s h i f tを大きくすると周波数オフセット推定精度が向上してい ることが理解される。 また、 C/Nが低くなると、 所望の BE R特性を得るため の s h i f tが大きくなることが理解される。

ここで、 所望の BE Rを 1. OE— 3とした場合に、 受信信号の C/Nが、 C /N< 23 d Bのとき、 （w i d t h, s h i f t) = (1 6， 1 9) に設定し、 23 d B≤C/N< 30 d Bのとき、 （w i d t h, s h i f t) = (1 6， 1 6) に設定し、 30 d B≤C//Nのとき、 （w i d t h, s h i f t) = (1 6， 8) に設定する。 上記設定を C/Nに対する （w i d t h, s h i f t) のテー ブルとして、 予めメモリ 302に保持する。

参照信号調整器 303は、 受信信号の CZNに応じて上記テーブルをもとに得 られた （w i d t h, s h i f t) に対する参照信号を選択し、 メモリ 304に 保持されているスタートシンボルから読出す。 相互相関器 305， 306は、 読 出された参照信号に基づいて相互相関値計算を行なう。

ただし、 所望の BE R特性を満たしている s h i ί tの値が 2つ以上存在する 場合には、 小さい方の s h i f tに対応する参照信号を選定する。 s h i f tが 小さい方の参照信号を選定することにより、 図 34から理解されるように、 演算

40 JP 3117 完了時間を短縮することができる。

このようにして設定した C/Nに対応する （w i d t h, s h i f t) のデー タテーブルをメモリ 302に保持し、 受信信号の C/Nに応じてデータテ一プル に基づいて参照信号を設定することにより、 所望の精度で周波数オフセットを推 定することが可能となる。

次に、 図 35、 図 36、 図 37は、 それぞれ、 比較的 C/Nが小さい場合、 中 程度の場合、 大きい場合において、 それぞれの参照信号の s h i f tを一定とし、 w i d t hを変化させた場合の、 正規化周波数オフセット対ビット誤り率特性を 示すグラフである。

これらの図から明らかなように、 w i d t hを大きくすると、 周波数オフセッ ト推定精度が向上していることがわかる。 また、 CZNが低くなると、 ある所望 の BE Rを得るための w i d t hが大きくなつていることが理解される。

ここで、 所望の BE Rに設定して、 受信信号の C/Nが、 CZNく 25 dBの とき、 （w i d t h, s h i f t) = (32, 16) に設定し、 25 d B≤C/ Nく 30 d Bのとき、 （w i d t h, s h i f t) = (16， 16) に設定し、 3◦ d のとき、 （w i d t h, s h i f t) = (8, 16 ) に設定す る。 上記設定を C/Nに対する （w i d t h, s h i f t) のテ一ブルとして、 予めメモリ 302に保持する。

参照信号調整器 303は、 受信信号の C/Nに応じて上記テーブルをもとに得 られた （w i d t h, s h i f t) に対する参照信号を選択し、 メモリ 304力 ら読出す。 相互相関器 305， 306は、 読出された参照信号に基づいて相互相 関値計算を行なう。

ただし、 所望の BE R特性を満たしている w i d t hの値が 2つ以上存在する 場合には、 小さい方の w i d t hに対応する参照信号を選定する。 小さい方の w i d t hに対応する参照信号を選定することにより、 図 38から理解されるよう に、 演算完了時間を短くすることができるとともに、 ハードウェア規模を縮小す ることができる。 このようにして設定された CZNに対する （w i d t h, s h i f t) のデータテーブルをメモリ 302に保持し、 受信信号の C/Nに応じて データテーブルに基づいて参照信号を選定することにより、 所望の精度で周波数

41 オフセットの推定が可能となる。

次に図 3 9、 図 40、 図 4 1は、 それぞれ、 比較的 が小さい場合、 中程 度の場合、 大きい場合において、 それぞれの参照信号の s h i f tおよび w i d t hを変化させた場合の、 正規化周波数オフセット対ビット誤り率特性を示すグ ラフである。

ここで、 所望の BE Rに設定して、 受信信号の C/Nが、 CZN< 23 d Bの とき、 （w i d t h, s h i f t) = (3 2， 1 6) に設定し、 23 d B≤C/ Nく 3 0 d Bのとき、 （w i d t h, s h i f t) = (3 2, 8) に設定し、 3 0 d Bく C/Nのとき、 （w i d t h, s h i f t) = (1 6， 8) に設定する。 上記設定を CZNに対する （w i d t h, s h i f t) のテーブルとして、 予め メモリ 3 0 2に保持する。

参照信号調節器 3 03は、 受信信号の C/Nに応じて上記テーブルをもとに得 られた （w i d t h, s h i f t) に対応する参照信号を選択し、 メモリ 304 から読出す。 相互相関器 3 0 5， 306は、 読出された参照信号に基づいて相互 相関値計算を行なう。 ただし、 所望の BE R特性を満たしている （w i d t h, s h i f t) の値が 2つ以上存在する場合には、 その中で最も演算完了時間を短 縮できるものを選定する。

このようにして設定された CZNに対応する （w i d t h, s h i f t) のデ ータテーブルをメモリ 30 2に保持し、 受信信号の CZNに じてデータテープ ルに基づいて参照信号を選定することにより、 所望の精度での周波数オフセット 推定が可能となる。

[第 9の実施形態]

次に、 図 4 2を参照して、 この発明の第 9の実施形態による OF DM受信装置 について説明する。

図 4 2は、 図 30に示す周波数オフセット推定器 300に受信信号の CZN情 報を供給する C/N情報供給源の一例を示す O F DM受信装置のプロック図であ り、 〇/1^検出器30 9は、 離散フーリエ変換器 1 8からのそれぞれの出力信号 レベルを検出し、 検出された信号レベルに基づいて受信信号の C/Nを検出する。 第 9の実施形態のその他の部分の構成は図 2 9に示す実施形態と同様であるので、

42 その説明を省略する。

図 4 5に関連して先に説明した O F DM信号の生成仮定においては、 サブキヤ リァ数 < F F Tサンプル数の関係が成り立っており、 逆離散フーリェ変換器 3 (図 4 5 ) においては、 情報データを割当てないサブキャリアに対しては振幅 0 を割当てて O F DM信号を生成している。 一方、 図 4 2に示す第 9の実施形態に よる O F DM受信器の離散フーリエ変換器 1 8においては、 上述のような生成仮 定を経て生成された O F DM信号が入力される。 離散フーリエ変換器 1 8の出力 において、 もしも雑音が付加されていいない場合には、 振幅 0が割当てられたサ ブキャリアに対応する出力は振幅 0.となるが、 雑音が付加されている場合には、 振幅 0が割当てられたサブキャリアの出力は、 その振幅が雑音レベルとなる。 し たがって、 振幅 0を割当てたサブキヤリアの出力と情報データが割当てられたサ ブキャリアの出力とに基づいて、 受信信号の C/Nを検出することができる。 こ の発明の第 ₉の実施形態による O F DM受信装置の C /N検出器 3 0 9は、 上述 のような検出原理に基づき、 受信信号の C/Nを検出し、 検出された C/N情報 を周波数オフセット推定器 3 0 0に供給する。 産業上の利用可能性

以上のように、 この発明は、 信号受信装置および周波数オフセット補償方法に 適用することができ、 より特定的には、 O F DM受信装置のようなマルチキヤリ ァ伝送方式で伝送された信号を受信する信号受信装置、 およびそのような信号伝 送に用いられサブキャリアの周波数オフセットを補償する方法に適用することが できる。

43 請求の範囲

1 . 複数のサブキヤリアに対してシンボルが並列的に割当てられて変調されてい るデータシンボル区間と、 前記データシンボル区間に先行して付加されたスタ一 トシンボルとからなる信号を受信して復調する信号受信装置であって、

各々が前記スタートシンボル中の任意の部分に相当する N (Nは 2以上の整 数） 種類の参照信号を保持する第 1のメモリ手段 （5 1 ) と、

前記受信信号と、 前記 N種類の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出する 相互相関値算出手段 （5 2， 5 3 ) と、

前記相互相関値算出手段によって算出された N個の相互相関値のそれぞれのピ ーク位置を検出するピーク位置検出手段 （5 4 ) と、

前記ピーク位置検出手段によって検出された N個のピーク位置のそれぞれにお ける相互相関値に基づいて、 前記受信信号のサブキャリアの周波数オフセット推 定値を推定して出力する周波数オフセット推定手段 （5 5 ) と、

前記周波数オフセット推定手段によって推定された周波数オフセット推定値に 基づいて、 前記受信信号のサブキャリアの周波数オフセットを補償する周波数ォ フセット補償手段 （3 7 ) とを備えた、 信号受信装置。

2 . 前記周波数オフセット推定手段は、

前記 N個のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値の位相差を算出する位相 回転角計算手段 （5 6 ) と、

ある特定の周波数オフセットが存在する状態における、 前記 N種類の参照信号 に対応する相互相関値間の位相回転角に基づいた参照データを保持する第 2のメ モリ手段 （5 7 ) と、

前記回転角計算手段によって算出された相互相関値の位相差を、 前記参照デー タで除算して前記周波数オフセット推定値を算出する除算手段 （5 8 ) とを含む、 請求の範囲第 1項に記載の信号受信装置。

3 . 前記周波数オフセット補償手段は、 前記推定された周波数オフセット推定値 に基づいて、 前記受信信号のサブキヤリァの位相を回転させるさせることにより 周波数オフセットを補償する、 請求の範囲第 1項に記載の信号受信装置。

4 . 局部発振器を有し、 前記受信信号を検波する検波手段をさらに備え、

44 前記周波数オフセット補償手段は、 前記推定された周波数オフセット値に基づ いて、 前記局部発振器の発振周波数を可変制御する手段を含む、 請求の範囲第 1 項に記載の信号受信装置。

5 . 複数のサブキャリアに対してシンボルが並列的に割当てられて変調されてい るデータシンボル区間と、 前記データシンボル区間に先行して付加されたスター トシンボルとからなる信号を受信して復調する信号受信装置であって、

各々が前記スタートシンボル中の任意の部分に相当する N ( Nは 3以上の整 数） 種類の参照信号を保持する第 1のメモリ手段 （5 1 ) と、

前記受信信号と、 前記 N種類の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出する 相互相関値算出手段 （5 2， 5 3， 6 1 ) と、

前記相互相関値算出手段によつて算出された N個の相互相関値のそれぞれのピ —ク位匱を検出するピーク位置検出手段 （5 4 ) と、

前記ピーク位置検出手段によって検出された N個のピーク位置のそれぞれにお ける相互相関値に基づいて、 前記受信信号のサブキャリアの複数の周波数オフセ ット推定値を推定し平均化して出力する周波数オフセット推定手段 （6 5 ) と、 前記周波数オフセット推定手段によって推定され平均化された周波数オフセッ ト推定値に基づいて、 前記受信信号のサブキャリアの周波数オフセットを補償す る周波数オフセット補償手段 （3 7 ) とを備えた、 信号受信装置。

6 . 前記周波数オフセット推定手段は、

前記 N個のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値の複数の所定の組合せの 位相差を算出する複数の位相回転角計算手段 （5 6， 6 6 ) と、

ある特定の周波数オフセットが存在する状態における、 前記 N種類の参照信号 の前記複数の所定の組合せに対応する相互相関値間の複数の位相回転角に基づい た複数の参照データを保持する第 2のメモリ手段 （5 7， 6 7 ) と、

前記複数の位相回転角計算手段によって算出された相互相関値の複数の位相差 を、 前記複数の参照データの対応するものでそれぞれ除算して複数の周波数オフ セット推定値を算出する複数の除算手段 （5 8， 6 8 ) と、

前記複数の除算手段から出力された複数の周波数オフセット推定値を平均化し て出力する平均化手段 （6 9 ) とを含む、 請求の範囲第 5項に記載の信号受信装

45 7 . 前記周波数オフセット補償手段は、 前記推定され平均化された周波数オフセ ット推定値に基づいて、 前記受信信号のサブキヤリァの位相を回転させることに より周波数オフセットを補償する、 請求の範囲第 5項に記載の信号受信装置。 8 . 局部発振器を有し、 前記受信信号を検波する検波手段をさらに備え、 前記周波数オフセット補償手段は、 前記推定され平均化された周波数オフセッ ト推定値に基づいて、 前記局部発振器の発振周波数を可変制御する手段を含む、 請求の範囲第 5項に記載の信号受信装置。

9 . 複数のサブキヤリアに対してシンボルが並列的に割当てられて変調されてい るデータシンボル区間と、 前記データシンボル区間に先行して付加されたスター トシンボルとからなる信号を受信して復調する信号受信装置であって、

各々が前記スタートシンボル中の任意の部分に相当する N ( Nは 2以上の整 数） 種類の参照信号を保持する第 1のメモリ手段 （1 0 1， 1 0 2 ) と、 与えられた第 1の信号と、 前記 N種類の参照信号のそれぞれとの相互相関値を 算出する相互相関値算出手段 （1 0 5， 1 0 6 ) と、

前記相互相関値算出手段によって算出された N個の相互相関値のそれぞれのピ —ク位置を検出するピーク位置検出手段 （1 1 4 ) と、

前記ピーク位置検出手段によつて検出された N個のピーク位置のそれぞれにお ける相互相関値に基づいて、 前記相互相関値算出手段に与えられた前記第 1の信 号のサブキャリアの周波数オフセット推定値を推定して出力するとともに蓄積す る周波数オフセット推定手段 （1 0 7 ) と、

前記周波数オフセット推定手段によって推定された周波数オフセット推定値に 基づいて、 与えられた第 2の信号のサブキャリアの位相を回転させる位相回転手 段 （1 0 8 ) と、

前記位相回転手段によって位相回転された前記第 2の信号を保持する第 2のメ モリ手段 （1 0 4 ) と、

前記受信信号を、 前記第 1の信号として前記相互相関値算出手段に与えかつ前 記第 2の信号として前記位相回転手段に与えることにより、 前記受信信号のサブ キヤリァの周波数オフセット推定値を蓄積するとともに、 前記受信信号のサブキ

46 ャリァの位相を回転させて前記第 2のメモリ手段に保持させる第 1の制御動作を 1回実行し、 力つ前記第 2のメモリ手段に保持されている信号を、 前記第 1の信 号として前記相互相関値算出手段に与えかつ前記第 2の信号として前記位相回転 手段に与えることにより、 前記第 2のメモリに保持されている信号のサブキヤリ ァの周波数オフセッ ト推定値を蓄積するとともに、 前記第 2のメモリに保持され ている信号のサブキャリアの位相を回転させて前記第 2のメモリ手段に保持させ る第 2の制御動作を （N— 1 ) 回繰返す制御手段と、

前記第 1および第 2の制御動作によって蓄積された N個の周波数オフセット推 定値の加算値に基づいて、 前記受信信号のサブキャリアの周波数オフセットを補 償する周波数オフセット補償手段 （1 1 0 ) とを備えた、 信号受信装置。

1 0 . 前記周波数オフセッ ト補償手段は、 前記周波数オフセッ ト推定値の加算値 に基づいて、 前記受信信号のサブキヤリァの位相を回転させることにより周波数 オフセットを補償する、 請求の範囲第 9項に記載の信号受信装置。

1 1 . 局部発振器を有し、 前記受信信号を検波する検波手段をさらに備え、 前記周波数オフセット補償手段は、 前記周波数オフセット推定値の加算値に基 づいて、 前記局部発振器の発振周波数を可変制御する手段を含む、 請求の範囲第 9項に記載の信号受信装置。

1 2 . 複数のサブキャリアに対してシンボルが並列的に割当てられて変調されて いるデータシンボル区間と、 前記データシンボル区問に先行して付加されたスタ ートシンボルとからなる信号を受信して復調する信号受信装置であって、 各々が前記スタートシンボル中の任意の部分に相当する N (Nは 2以上の整 数） 種類の参照信号と、 ある特定の周波数オフセットが存在する状態における、 各々が 2種類以上の前記参照信号からなる複数の組に対応する相互相関値間の位 相回転角に基づいた複数の参照データとを保持する第 1のメモリ手段 （2 1 1 ) と、

与えられた第 1の信号と、 各組の前記参照信号のそれぞれとの相互相関値を算 出する相互相関値算出手段 （2 0 4， 2 0 5 ) と、

前記相互相関値算出手段によって算出された相互相関値のそれぞれのピーク位 置を検出するピーク位置検出手段 （2 0 9 ) と、

47 前記受信信号の一部分を抽出して保持する第 2のメモリ手段 （2 1 2 ) と、 前記ピーク位置検出手段によって検出されたピーク位置のそれぞれにおける相 互相関値と、 前記各組の前記参照信号に対応する参照データとに基づいて、 前記 相互相関値算出手段に与えられた前記第 1の信号の周波数オフセット推定値を推 定して出力する周波数オフセット推定手段 （2 0 6 ) と、

前記周波数オフセット推定手段から出力される周波数オフセット推定値を累積 する加算手段 （2 1 4 ) と、

前記周波数オフセット推定手段によって推定された周波数オフセット推定値に 基づいて、 前記第 2のメモリ手段に保持されている前記受信信号の位相を回転さ せる位相回転手段 （2 0 7 ) と、

前記受信信号を、 前記第 1の信号として前記相互相関値算出手段に与え、 前記 複数の参照データのうち最小の参照データに対応する組の参照信号のそれぞれと の間で相互相関値を算出し、 算出された相互相関値と前記最小の参照データとに 基づいて、 前記周波数オフセット推定手段により前記受信信号の周波数オフセッ ト推定値を推定する第 1の制御動作を実行し、 さらに前記推定された周波数オフ セット推定値に基づいて位相回転された前記第 2のメモリ手段に保持されている 前記受信信号を前記第 1の信号として前記相互相関値算出手段に与え、 前記複数 の参照データのうち未使用の最小の参照データに対応する参照信号の組との間で 相互相関値を算出し、 算出された相互相関値と前記未使用の最小の参照データと に基づいて、 前記周波数オフセット推定手段により前記第 2のメモリに保持され ている信号の周波数オフセット推定値を推定する第 2の制御動作を繰返す制御手 段と、

前記加算手段によって累積された前記第 1および第 2の制御動作によって算出 された周波数オフセット推定値の加算値に基づいて、 前記受信信号のサブキヤリ ァの周波数オフセットを補償する周波数オフセット補償手段 （2 0 8 ) とを備え た、 信号受信装置。

1 3 . 前記受信信号から抽出された、 前記第 2のメモリ手段に保持される信号は、 前記スタートシンボルである、 請求の範囲第 1 2項に記載の信号受信装置。

1 4 . 前記周波数オフセット補償手段は、 前記周波数オフセット値の加算値に基

48 17 づいて、 前記受信信号のサブキヤリァの位相を回転させることにより周波数オフ セットを補償する、 請求の範囲第 1 2項に記載の信号受信装置。

1 5 . 局部発振器を有し、 前記受信信号を検波する検波手段をさらに備え、 前記周波数オフセット補償手段は、 前記周波数オフセット推定値の加算値に基 づいて、 前記局部発振器の発振周波数を可変制御する手段を含む、 請求の範囲第 1 2項に記載の信号受信装置。

1 6 . 複数のサブキャリアに対してシンボルが並列的に割当てられて変調されて いるデータシンボル区間と、 前記データシンボル区問に先行して付加されたスタ ートシンボルとからなる信号を受信して復調する信号受信装置であって、 前記受信信号の CZNを検出する CZN検出手段 （3 0 9 ) と、

前記受信信号の C/Nに対応する最適の参照信号を特定するデータテーブルを 保持するメモリ手段 （3 0 2 ) と、

前記検出された C / Nに応じて、 前記データテーブルに基づいて各々が前記ス タートシンボル中の任意の部分に相当する N (Nは 2以上の整数） 種類の最適の 参照信号を出力する参照信号出力手段 （3 0 3， 3 0 4 ) と、

前記受信信号と、 前記 N種類の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出する 相互相関値算出手段 （3 0 5， 3 0 6 ) と、

前記相互相関値算出手段によつて算出された N個の相互相関値のそれぞれのピ ーク位置を検出するピーク位置検出手段 （3 0 7 ) と、

前記ピーク位置検出手段によつて検出された N個のピーク位置のそれぞれにお ける相互相関値に基づいて、 前記受信信号のサブキャリアの周波数オフセット推 定値を推定して出力する周波数オフセット推定手段 （3 0 8 ) と、

前記周波数オフセット推定手段によって推定された周波数オフセット推定値に 基づいて、 前記受信信号のサブキャリアの周波数オフセットを補償する周波数ォ フセット補償手段 （3 0 1 ) とを備えた、 信号受信装置。

1 7 . 前記周波数オフセット補償手段は、 前記推定された周波数オフセット推定 値に基づいて、 前記受信信号のサブキヤリァの位相を回転させることにより周波 数オフセットを補償する、 請求の範囲第 1 6項に記載の信号受信装置。

1 8 . 局部発振器を有し、 前記受信信号を検波する検波手段をさらに備え、

49 前記周波数オフセット補償手段は、 前記推定された周波数オフセット推定値に 基づいて、 前記局部発振器の発振周波数を可変制御する手段を含む、 請求の範囲 第 1 6項に記載の信号受信装置。

1 9 . 複数のサブキャリアに対してシンボルが並列的に割当てられて変調されて いるデータシンボル区間と、 前記データシンボル区間に先行して付加されたスタ ートシンボルとからなる信号を受信して復調する信号受信装置において、 前記受 信信号のサブキヤリアの周波数オフセットを補償する方法であって、

前記受信信号と、 各々が前記スタートシンボル中の任意の部分に相当する N (Nは 2以上の整数） 種類の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出するステ ップと、

前記算出された N個の相互相関値のそれぞれのピーク位置を検出するステップ と、

前記検出された N個のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値に基づいて、 前記受信信号のサブキャリアの周波数オフセット推定値を推定して出力するステ ップと、

前記推定された周波数オフセット推定値に基づいて、 前記受信信号のサブキヤ リアの周波数オフセットを補償するステップとを備えた、 方法。

2 0 . 複数のサブキヤリァに対してシンボルが並列的に割当てられて変調されて いるデータシンボル区間と、 前記データシンボル区間に先行して付加されたスタ ートシンボルとからなる信号を受信して復調する信号受信装置において、 前記受 信信号のサブキャリアの周波数オフセットを補償する方法であって、

前記受信信号と、 各々が前記スタートシンボル中の任意の部分に相当する N (Nは 3以上の整数） 種類の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出するステ ップと、

前記算出された N個の相互相関値のそれぞれのピーク位置を検出するステップ と、

前記検出された N個のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値に基づいて、 前記受信信号のサブキヤリアの複数の周波数オフセット推定値を推定し平均化し て出力するステップと、

50 前記推定され平均化された周波数オフセット推定値に基づいて、 前記受信信号 のサブキャリアの周波数オフセットを補償するステップとを備えた、 方法。 2 1 . 複数のサブキャリアに対してシンボルが並列的に割当てられて変調されて いるデータシンボル区間と、 前記デ一タシンボル区間に先行して付加されたスタ ートシンボルとからなる信号を受信して復調する信号受信装置において、 前記受 信信号のサブキャリアの周波数オフセットを補償する方法であって、

第 1の制御ステップを備え、 前記第 1の制御ステップは、

前記受信信号と、 各々が前記スタートシンボル中の任意の部分に相当する N (Nは 2以上の整数） 種類の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出するステ ップと、

前記算出された N個の相互相関値のそれぞれのピーク位置を検出するステップ と、

前記検出された N個のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値に基づいて、 前記受信信号のサブキヤリァの周波数オフセット推定値を推定して出力するとと もに蓄積するステップと、

前記推定された周波数オフセット推定値に基づいて、 前記受信信号のサブキヤ リアの位相を回転させるステップと、

前記位相回転された前記受信信号を保持するステップとを含み、

第 2の制御ステップをさらに備え、 前記第 2の制御ステッ： は、

前記保持された前記位相回転された前記受信信号と、 前記 N種類の参照信号の それぞれとの相互相関値を算出するステップと、

前記算出された相互相関値のそれぞれのピーク位置を検出するステップと、 前記検出された N個のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値に基づいて、 前記保持された前記位相回転された前記受信信号のサブキャリアの周波数オフセ ット推定値を推定して出力するとともに蓄積するステップと、

前記推定された周波数オフセット推定値に基づいて、 前記保持された前記位相 回転させられた前記受信信号のサブキャリアの位相を回転させるステップと、 前記位相回転された前記受信信号を保持するステップとを含み、

前記第 1の制御ステップの後、 前記第 2の制御ステップを （N— 1 ) 回繰返す

51 ステップと、

前記第 1およぴ第 2の制御ステップによって蓄積された N個の周波数オフセッ ト推定値の加算値に基づいて、 前記受信信号のサブキヤリァの位相を回転させる ことにより、 周波数オフセットを補償するステップとをさらに備えた、 方法。 2 2 . 複数のサブキャリアに対してシンボルが並列的に割当てられて変調されて いるデータシンボル区間と、 前記データシンボル区間に先行して付加されたスタ ートシンボルとからなる信号を受信して復調する信号受信装置において、 前記受 信信号のサブキャリアの周波数オフセットを補償する方法であって、

各々が前記スタ一トシンボル中の任意の部分に相当する N ( Nは 2以上の整 数） 種額の参照信号と、 ある特定の周波数オフセットが存在する状況における、 各々が 2種類以上の前記参照信号からなる複数の組に対応する相互相関値間の位 相回転角に基づいた複数の参照データとを保持するステップと、

第 1の制御ステップとを備え、 前記第 1の制御ステップは、

前記受信信号と、 前記複数の参照データのうち最小の参照データに対応する組 の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出するステップと、

前記算出された相互相関値のそれぞれのピーク位置を検出するステップと、 前記検出されたピーク位置のそれぞれにおける相互相関値と、 前記最小の参照 データとに基づいて、 前記受信信号のサブキヤリァの周波数オフセット推定値を 推定して出力するとともに蓄積するステップと、

前記受信信号の一部分を抽出して保持するステップと、

前記推定された周波数オフセット推定値に基づいて、 前記保持されている受信 信号の位相を回転させるステップとを含み、

第 2の制御ステップをさらに備え、 前記第 2の制御ステップは、

前記推定された周波数オフセット推定値に基づいて位相回転された保持されて いる前記受信信号と、 前記複数の参照データのうち未使用の最小の参照データに 対応する組の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出するステップと、 前記算出された相互相関値のそれぞれのピーク位置を検出するステップと、 前記検出されたピーク位置のそれぞれにおける相互相関値と、 前記未使用の最 小の参照データとに基づいて、 前記位相回転された保持されている前記受信信号

52 の周波数オフセット推定値を推定して出力するとともに蓄積するステップとを含 み、

前記第 1の制御ステップの後、 前記第 2の制御ステップを繰返すステップと、 前記第 1および第 2の制御ステップによって蓄積された周波数オフセット推定 値の加算値に基づいて、 前記受信信号のサブキヤリァの位相を回転させることに より、 周波数オフセットを補償するステップとをさらに備えた、 方法。

2 3 . 複数のサブキャリアに対してシンボルが並列的に割当てられて変調されて いるデータシンボル区間と、 前記データシンボル区間に先行して付加されたスタ —トシンボルとからなる信号を受信して復調する信号受信装置において、 前記受 信信号のサブキャリアの周波数オフセットを補償する方法であって、

前記受信信号の CZNを検出するステップと、

前記受信信号の C/Nに対応する最適の参照信号を特定するデータテーブルを 保持するステップと、

前記検出された C/Nに応じて、 前記データテーブルに基づいて各々が前記ス タートシンボル中の任意の部分に相当する N (Nは 2以上の整数） 種類の最適の 参照信号を出力するステップと、

前記受信信号と、 前記 N種類の参照信号のそれぞれとの相互相関値を算出する ステップと、

前記算出された N個の相互相関値のそれぞれのピーク位置を検出するステップ と、

前記検出された N個のピーク位置のそれぞれにおける相互相関値に基づいて、 前記受信信号のサブキャリアの周波数オフセット推定値を推定して出力するステ ップと、

前記推定された周波数オフセット推定値に基づいて、 前記受信信号のサブキヤ リアの周波数オフセットを補償するステップとを備えた、 方法。

53