WO2002003569A2 - Verfahren und vorrichtung zum auswerten eines funksignals bei raumdiversität im empfanger - Google Patents

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Christopher Brunner
Bernhard Raaf
Alexander Seeger
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    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H04B7/0851—Joint weighting using training sequences or error signal

Definitions

  • the present invention relates to a method and a
  • Device for evaluating a radio signal in a receiver for a radio communication system which comprises an antenna device with several antenna elements.
  • messages In radio communication systems, messages (voice, image information or other data) are transmitted via transmission channels with the aid of electromagnetic waves (radio interface).
  • the transmission takes place both in the downlink from the base station to the subscriber station and in the uplink direction from the subscriber station to the base station.
  • Signals that are transmitted with the electromagnetic waves are subject, among other things, to their propagation in a propagation medium.
  • Interference caused by interference can include caused by noise in the input stage of the receiver.
  • Diffraction and reflection cause signal components to travel through different paths.
  • this has the consequence that a signal at the receiver is often a mixture of several contributions, which originate from the same transmission signal, but which can reach the receiver several times, each from different directions, with different delays, attenuations and phase positions.
  • contributions of the received signal can interfere with themselves with changing phase relationships at the receiver and there lead to extinction effects on a short-term time scale (fast fading).
  • Such antenna devices are intended to be used in cellular mobile radio communication systems because they make it possible to transmit channels, i.e. depending on the considered mobile radio communication system, assign carrier frequencies, time slots, spreading codes, etc. to several simultaneously active subscriber stations in a cell without causing interfering interference between the subscriber stations.
  • a method is known from DE 198 03 188 A, wherein a spatial covariance matrix is determined for a radio connection from a base station to a subscriber station.
  • an eigenvector of the covariance matrix is calculated and used for the connection as a beam shaping vector.
  • the transmission signals for the connection are weighted with the beam shaping vector and antenna elements are supplied for radiation. Due to the use of joint detection, for example in the end devices, intracell interferences are not included in the beam shaping and a falsification of the received signals by intercell interferences is neglected.
  • this method determines a propagation path with good transmission properties in an environment with multipath propagation and concentrates the transmission power of the base station spatially on this propagation path.
  • this cannot prevent interference on this transmission path from briefly deletions and thus lead to interruptions in the transmission.
  • this method does not involve spatial orientation of the sensors
  • the antenna elements are compatible with reception and reception characteristics, ie the multiple use of channels for different, spatially separated subscriber stations in a cell of a radio communication system is excluded.
  • the effectiveness of this The procedure is severely restricted if it is used in environments in which a direction can be assigned to the radio signals arriving at the receiver.
  • the possibility of assigning a direction of origin to the radio signals is equivalent to the existence of a phase correlation between the received signals received by the different antenna elements. This in turn means that if an element of the antenna device is affected by an extinction of the received signal, there is a not insignificant probability that this will be similar with neighboring antenna elements.
  • the invention is based on the object of specifying a method and a device for evaluating a radio signal in a radio receiver with a plurality of antenna elements which, on the one hand, make it possible to align the reception characteristics of the receiver in the direction of a transmitter, and yet are protected against signal failures by fast fading is.
  • the method according to the invention is used in particular in a radio communication system with a base station and subscriber stations.
  • the subscriber stations are, for example, mobile stations, for example in a mobile radio network, or fixed stations, for example in so-called subscriber access networks for wireless subscriber connection.
  • the base station has an antenna device (smart antenna) with several antenna elements.
  • the antenna elements enable directional reception or transmission of data via the radio interface.
  • the radio signal coming from the same transmitter can often be assigned a plurality of directions from which the radio signal arrives at the receiver. These directions do not change when the transmitter and receiver are stationary, and when one of them is moving, the changes that this movement causes in the received signal are small compared to those caused by fast fading.
  • the receiving characteristics of the receiver can be directed in the corresponding direction.
  • the consideration of a selection vector which changes rapidly in comparison to the weighting vectors allows a dynamic adaptation to fast fading on the individual propagation paths and a "switching" of the reception characteristics between different propagation paths or the simultaneous consideration of the contributions of different propagation paths to the reception signals of the antenna elements.
  • a first spatial covariance matrix of the M received signals is preferably generated in the initialization phase, eigenvectors of the first covariance matrix are determined, and these are used as first weighting vectors.
  • the first covariance matrix is averaged over a period of time which corresponds to a large number of cycles of the working phase. In this way, falsifications in the determination of the eigenvectors are averaged out due to the influence of phase fluctuations.
  • the first covariance matrix can be uniformly determined for the entirety of the received signals received by the antenna elements. be fathered. However, since the contributions of the individual transmission paths to the received signal differ not only by the distance traveled but also by the travel time required for this route, if the transmitted radio signal is a code-division multiplex radio signal, it is more revealing if the first covariance matrix for each tap of the radio signal is generated individually.
  • a vector of so-called intrinsic signals is formed from the received signals of the antenna elements by multiplying the vector of the received signals by a matrix W, the columns (or rows) of which are the determined eigenvectors.
  • the received signals are weighted with all determined eigenvectors.
  • Each of the natural signals thus obtained corresponds to the contribution of a transmission path to the received signals of the antenna elements. This means: The contributions made by the individual antenna elements are converted into
  • the intermediate signal to be evaluated is then obtained by weighting the vector of self-signals thus obtained with the selection vector.
  • the power of the natural signals generated here in an intermediate step can be measured, and the components of the selection vector are preferably determined in each cycle as a function of the power of these natural signals.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a mobile radio network
  • CDMA code ultiplex
  • FIG. 3 shows a block diagram of a base station of a radio communication system with a device for evaluating a radio signal according to a first embodiment of the invention
  • Figure 4 is a flow diagram of the method performed by the device
  • Fig. 5 is a block diagram of a base station of a radio communication system with a device for evaluating a radio signal according to a second
  • Fig. 6 is a flow diagram of the method performed by the device
  • FIG. 7 shows a block diagram of a base station of a radio communication system with a device for evaluating a radio signal according to a third embodiment of the invention.
  • FIG. 8 is a flow diagram of the method performed by the device.
  • FIG. 1 shows the structure of a radio communication system in which the method and the device according to the invention can be used. It consists of a large number of mobile switching centers MSC, which interconnect
  • radio blocks for useful data transmission consist of sections with data d, in which sections with training sequences tseql to tseqn known on the reception side are embedded.
  • the data d are spread individually for each connection with a fine structure, a subscriber code c, so that, for example, n connections can be separated at the receiving end by this CDMA component.
  • the spreading of individual symbols of the data d has the effect that Q chips of the duration T Ch ip are transmitted within the symbol duration s ym.
  • the Q chips form the connection-specific subscriber code c.
  • a protection time gp is provided within the time slot ts to compensate for different signal propagation times of the connections.
  • the successive time slots ts are structured according to a frame structure. Eight time slots ts are combined to form a frame, for example a time slot ts4 of the frame forming a frequency channel for signaling FK or a frequency channel TCH for useful data transmission, the latter being used repeatedly by a group of connections.
  • FIG. 3 shows a highly schematic block diagram of a base station of a W-CDMA radio communication system, which is equipped with a device according to the invention for evaluating the uplink radio signal received from the subscriber station MSk and optionally the uplink radio signals from other subscriber stations.
  • the base station comprises an antenna device with M antenna elements A x , A 2 ..., A M , each of which delivers a received signal Ui ... U M.
  • a beamforming network 1 comprises a plurality of vector multipliers 2, each of which receives the M received signals O x . , , U M receives and forms the scalar product of this vector of the received signals with a weighting vector w (, 1) , ..., (k, N) .
  • These weighting vectors are referred to below as eigenvectors.
  • the number N of the eigenvectors or the multiplier 2 is the same or smaller than the number M of the antenna elements.
  • the output signals Ei, ... E N supplied by the vector multipliers 2 are referred to as intrinsic signals of the subscriber station MSk.
  • the vector multipliers 2 form a first stage of the
  • Beamforming network 1 a second stage is formed by a vector multiplier 3, the internal structure of which is representative of the structure of the vector multipliers 2, is shown in the figure. It has N inputs for the N intrinsic signals Ei, ... E N , and corresponding inputs for N components of a selection vector S. Scalar multipliers 4 multiply each intrinsic signal by the assigned component s n of the selection vector S. The products obtained are obtained from an adder 5 added up to a single so-called intermediate signal I k , which is fed to an estimation circuit 6 for estimating the symbols contained in the received signals.
  • the structure of the estimation circuit 6 is known per se and is not part of the invention, for which reason it is not described further here.
  • a signal processor 8 is also connected to the received signals Ui,... U M and generates covariance atrices R xx of these received signals, for example by evaluating the training sequences transmitted cyclically by the subscriber station MSk, ie in each time slot allocated to them, which are known to the signal processor 8 are.
  • the covariance matrices thus obtained are averaged over a large number of cycles by the signal processor 8. The averaging can extend over a period of a few seconds to minutes.
  • the averaged covariance matrix R xx also referred to here as the first covariance matrix, is transferred to a first arithmetic unit 9, which determines the eigenvectors of the averaged covariance matrix R ⁇ .
  • the uplink signal arriving at the antenna device of the base station can be assigned propagation paths with different arrival directions at the base station BS, then each of these propagation paths corresponds to an eigenvector.
  • the averaged covariance matrix is a matrix with M rows and columns, it can therefore have a maximum of M eigenvectors, some of which can, however, be trivial or correspond to transmission paths that make no significant contribution to the received signal.
  • the number of antenna elements M is greater than 3, it is not necessary for the implementation of the invention that all eigenvectors of the covariance matrix are determined; the number N of the eigenvectors determined by the first arithmetic unit 9 can be smaller than M.
  • the first computing unit 9 determines those N eigenvectors w (k, 1) , ..., w (, N) of the averaged covariance matrix R xx , which are among all of them
  • a storage element 10 serves to store these eigenvectors w (k, 1) , ..., w (k, N1 . It is connected to the vector multipliers 2 in order to supply each of them with the eigenvector assigned to them.
  • the storage element 10 is shown in the figure as a unitary component; however, it can also consist of a plurality of registers, each of which records an eigenvector and is connected to the corresponding vector multiplier 2 to form a circuit unit.
  • the intrinsic signals Ei, ..., E N generated by the vector multipliers 2 each correspond to the contributions that a single transmission path makes to the entire uplink radio signal received by the antenna device AE.
  • the output of these individual contributions can vary greatly in the order of the time interval between successive time slots of the subscriber station MSk due to phase fluctuation of the individual transmission paths in short time periods, and signal cancellation on individual transmission paths can occur.
  • the different transmission paths are independent of one another, the probabilities of signal cancellation on the different transmission paths are uncorrelated.
  • the probability that all N intrinsic signals disappear at the same time and there is an interruption in reception is therefore lower than for the reception signals of N antenna elements, since in the latter the failure probabilities correct due to the usually close spatial proximity of the antenna elements.
  • a second stage of the beam forming network combines the N intrinsic signals into an intermediate signal I k .
  • This second stage comprises a second signal processor 11 which is connected to the outputs of the vector multipliers 2 in order to detect the powers of the intrinsic signals and to generate a selection vector S for controlling the vector multiplier 3.
  • the second signal processor 11 generates a selection vector S with only one non-vanishing component, which is fed to the scaled multiplier 4 which receives the strongest natural signal.
  • the second signal processor 11 uses a maximum ratio combining method, ie it selects the coefficients s x , ..., s N of the selection vector S as a function of the powers of the own signals Ei, ..., E N , such that by adding the natural signals weighted with the components of the selection vector S. Ei, ..., E N , the intermediate signal I k with the optimal signal-to-noise ratio is obtained.
  • a maximum ratio combining method ie it selects the coefficients s x , ..., s N of the selection vector S as a function of the powers of the own signals Ei, ..., E N , such that by adding the natural signals weighted with the components of the selection vector S. Ei, ..., E N , the intermediate signal I k with the optimal signal-to-noise ratio is obtained.
  • FIG. 4 illustrates the method carried out by the device of FIG. 3 on the basis of a flow diagram.
  • a current covariance matrix R xx is generated on the basis of the training sequence transmitted by the subscriber station MSk in a time slot.
  • This current covariance matrix R xx is used in step S2 to form an averaged covariance matrix R xx .
  • the averaging can be carried out by adding up all the current covariance matrices R xx over a given period of time or a given number of cycles or time slots and dividing the sum obtained by the number of added covariance matrices.
  • a moving average is more advantageous, since it does not necessarily require the acquisition of a large number of current covariance matrices R ⁇ x before an averaged covariance matrix is available for the first time, and because it has the most recent current co-variance matrices, ie those covariance matrices R xx , which most likely reproduces the directions of the individual propagation paths in a moving subscriber station, is taken into account most.
  • the moving average is calculated according to the following formula:
  • step S3 an eigenvector analysis of the averaged covariance matrix R ⁇ follows. After saving the received property co co r rv>>
  • the eigen signals Ei, ..., E N are generated in step S5 using the eigenvectors w lk, 1) , ..., w (k, N) obtained in step S3.
  • the generation of these intrinsic signals corresponds to the matrix multiplication
  • step S6 the power of the intrinsic signals Ei, EK is detected, on the basis of which in step S7 the selection vector
  • step S8 (s j s 2 '.) Is determined.
  • the generation of the intermediate signal I k in step S8 thus ultimately corresponds to the formation of the product
  • Figure 5 shows a second embodiment of the device according to the invention. It differs from the device from FIG. 3 essentially in that the first signal processor 8 has current covariance matrices R xx for each of the Subscriber station MSk generates received training sequence and outputs it on the one hand to an averaging circuit 7 for generating the averaged covariance matrix R xx and on the other hand to a second computing unit 12.
  • This second arithmetic unit 12 also receives from the memory element 10 the matrix W of the eigenvectors - determined by the first arithmetic unit 9 - of the averaged covariance matrix R xx and calculates the eigenvalue for each of these eigenvectors Ei, ..., E N with the current covariance matrix R xx .
  • this eigenvalue is a measure of the quality of the propagation path assigned to the eigenvector or self-signal, which is used by the second arithmetic unit 12 to generate a selection vector S with the properties already described with reference to FIGS. 3 and 4 ,
  • the vector multiplier 3 combines on the basis of this selection vector
  • Figure 7 shows a third embodiment of the device according to the invention.
  • the vector multipliers 2 are omitted here and instead the received signals Ui,..., U M are fed directly to M scalar multipliers 4 of the vector multiplier 3.
  • the first signal processor 8, the mean value circuit 7, the memory element 10 and the first arithmetic units 9, 12 do not differ from those of the embodiment from FIG. 5.
  • the set of eigenvalues determined by the second arithmetic unit 12 is supplied as a selection vector S to a selection unit 13 which are simultaneously from the memory element 10 I ⁇ J tV> 1 ⁇ > o cn cn o Cn
  • a further development of the devices and methods described above is based on the knowledge that the uplink signal received by the antenna device of the base station is composed of a large number of contributions which are not only related to the individual antenna elements and their direction of origin or their relative phase position Damping differ, but also in their propagation times from the subscriber station MSk to the base station BS.
  • the propagation times of the individual contributions or their relative delays can be determined in a manner known per se with the aid of a rake searcher, and a plurality of reception signals can be generated from the uplink radio signal for each individual antenna element, which signals are used in a CDMA radio communication system
  • Taps are referred to and differ from one another in that a different time offset between the uplink radio signal and the spreading and scrambling code is used in each case in accordance with a measured delay for each tap for spreading and descrambling the uplink radio signal.
  • the current covariance matrices R xx and, accordingly, the averaged covariance matrix R ⁇ are generated for each tap individually.
  • the number N of the eigenvectors assigned to the subscriber station MSk is not necessarily fixed.
  • covariance matrices R xx , R ⁇ are generated individually for each tap, the total number of eigenvectors taken into account for a subscriber station can be specified, whereby however, the number of eigenvectors considered for each individual covariance matrix can vary.
  • first of all the total of the eigenvectors and eigenvalues for all averaged covariance matrices of the subscriber station are calculated, and from the total of the eigenvectors that can belong to different taps, those are determined and stored in the storage element 10 that have the greatest eigenvalue exhibit. It can happen that the eigenvectors of those taps that make only a small contribution to the Üplink signal are completely ignored.
  • N 1, the processing capacities being freed up thereby (or vector multiplier 2 in the case) of the devices from FIGS. 3 and 5) are slammed into other subscriber stations with poorer transmission conditions.

Abstract

Zum Auswerten eines Funksignals in einem Funkempfänger, der eine Antenneneinrichtung mit mehreren Antennenelementen (A1, ..., AM) umfaßt, die jeweils ein Empfangssignal (U1, ..., UM) liefern, wird eine Mehrzahl N von ersten Gewichtungsvektoren w?(k,1) , w(k,2)¿... die eine Auswahl den Eigenvektoren den Zeitlich gemittelten raumlichen Koverianzmatrix darstellen für eine Teilnehmerstation (MSk) ermittelt. Die in einem durch Bilden eines Produktes der Form SWU er-hältlichen Teilnehmersignal I¿k? enthaltenen Symbole werden ab-geschätzt. Dabei ist W die M x N-Matrix der ersten Gewich-tungsvektoren, S ist ein N-komponentiger Auswahlvektor und U der Vektor der Empfangssignale (U1, ..., UM). Der Auswahlvek-tor wird in der Arbeitsphase zyklisch neu festgelegt. Eine Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals enthält unter an-derem ein Speicherelement (10) zum Speichern von N jeweils einem gleichen Sender (MSk) zugeordneten Gewichtungsvektoren und ein Strahlformungsnetzwerk (1) mit einem Steuereingang für den Auswahlvektor (S).

Description

Beschreibung
Verfahren und Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine
Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals in einem Empfänger für ein Funk-Kommunikationssystem, der eine Antenneneinrichtung mit mehreren Antennenelementen umfaßt .
In Funk-Kommunikationssystemen werden Nachrichten (Sprache, Bildinformation oder andere Daten) über Übertragungskanäle mit Hilfe von elektromagnetischen Wellen (Funkschnittstelle) übertragen. Die Übertragung erfolgt sowohl in Abwärtsrichtung (downlink) von der Basisstation zu der Teilnehmerstation, als auch in Aufwärtsrichtung (uplink) von der Teilnehmerstation zur Basisstation.
Signale, die mit den elektromagnetischen Wellen übertragen werden, unterliegen bei ihrer Ausbreitung in einem Ausbrei- tungsmedium u.a. Störungen durch Interferenzen. Störungen durch Rauschen können u.a. durch Rauschen der Eingangsstufe des Empfängers entstehen. Durch Beugungen und Reflexionen durchlaufen Signalkomponenten verschiedene Ausbreitungswege. Dies hat zum einen die Folge, daß ein Signal am Empfänger oft ein Gemisch von mehreren Beiträgen ist, die zwar von einem gleichen Sendesignal herrühren, die aber den Empfänger mehrfach, jeweils aus unterschiedlichen Richtungen, mit unterschiedlichen Verzögerungen, Dämpfungen und Phasenlagen erreichen können. Zum anderen können Beiträge des Empfangssignals kohärent mit wechselnden Phasenbeziehungen beim Empfänger mit sich selbst interferieren und dort zu Auslöschungseffekten auf einem kurzfristigen Zeitmaßstab (fast fading) führen.
Aus DE 197 12 549 AI ist bekannt, intelligente Antennen (smart antennas), d. h. Antennenanordnungen mit mehreren Antennenelementen, zu nutzen, um die Übertragungskapazität in Aufwärtsrichtung zu erhöhen. Diese ermöglichen eine gezielte
Ausrichtung des Antennengains in eine Richtung, aus der das
Aufwärtssignal kommt.
Solche Antenneneinrichtungen sollen in zellularen Mobilfunk- Kommunikationssystemen zum Einsatz kommen, weil sie es ermöglichen, Übertragungskanäle, d.h. je nach betrachtetem Mobilfunk-Kommunikationssystem Trägerfrequenzen, Zeitschlitze, Spreizcodes etc., mehreren gleichzeitig aktiven Teilnehmer- Stationen in einer Zelle zuzuteilen, ohne daß es zu störenden Interferenzen zwischen den Teilnehmerstationen kommt.
Aus A.J.Paulraj, C.B. Papadias, „Space-time processing for wi- reless
Figure imgf000004_0001
IEEE Signal Processing Magazine, Nov. 1997, S.49-83, sind verschiedene Verfahren zur räumlichen Signaltrennung für Auf- und Abwärtsrichtung bekannt.
Aus DE 198 03 188 A ist ein Verfahren bekannt, wobei eine räumliche Kovarianzmatrix für eine Funkverbindung von einer Basisstation zu einer Teilnehmerstation bestimmt wird. In der Basisstation wird ein Eigenvektor der Kovarianzmatrix berechnet und für die Verbindung als ein Strahlformungsvektor verwendet. Die Sendesignale für die Verbindung werden mit dem Strahlformungsvektor gewichtet und Antennenelementen zur Ab- Strahlung zugeführt. Intrazell-Interferenzen werden aufgrund der Verwendung von Joint-Detection, beispielsweise in den Endgeräten, in die Strahlformung nicht einbezogen und eine Verfälschung der empfangenen Signale durch Interzell-Interfe- renzen wird vernachlässigt.
Anschaulich gesprochen ermittelt dieses Verfahren in einer Umgebung mit Mehrwegausbreitung einen Ausbreitungsweg mit guten Übertragungseigenschaften und konzentriert die Sendeleistung der Basisstation räumlich auf diesen Ausbreitungsweg. Dadurch kann jedoch nicht verhindert werden, daß Interferenzen auf diesem Übertragungsweg kurzfristig zu Signalaus- löschungen und somit zu Unterbrechungen der Übertragung führen können.
Die oben beschriebenen Ansätze bringen nur in solchen Umge- bungen Vorteile, in denen Ankunftsrichtungen der Funksignale beim Empfänger klar auszumachen sind, und in denen die Verzögerungen zwischen auf unterschiedlichen Ausbreitungswegen am Empfänger angekommenen Funksignalen ausreichend groß sind. In Umgebungen, wo diese Voraussetzungen fehlen, z.B. im Inneren von Gebäuden, wo LaufZeitdifferenzen kurz sind und keine eindeutigen Herkunftsrichtungen der Funksignale auszumachen sind, liefern diese bekannten Verfahren keine besseren Ergebnisse als beim Empfang mit einer einzigen Antenne. Phasenfluktuationen können daher zu kurzfristigen Abschwächungen oder Auslöschungen des Empfangssignals (Fast Fading) führen.
Ein anderes Prinzip der Anwendung von Antenneneinrichtungen mit mehreren Antennenelementen in Funk-Kommunikationssystemen ist aus X.Bernstein, A.M. Haimovich, „Space-Time Optimum Com- bining for CDMA Communications", Wireless Personal Communications, Band 3, 1969, Seiten 73 bis 89, Kluwer Academic Publi- shers, bekannt. Dieses Verfahren geht davon aus, daß durch Phasenfluktuationen bedingte Auslöschungen des Empfangssignals meist auf kleine räumliche Bereiche begrenzt sind, so daß oft nicht alle Antennenelemente einer Antenneneinrichtung gleichzeitig betroffen sind. Diese Tatsache wird ausgenutzt, indem die Übertragungskanäle für jedes Antennenelement einzeln in kurzen Zeitabständen abgeschätzt werden, und die von den einzelnen Antennenelementen empfangenen, von dem gleichen Sender kommenden Empfangssignale werden in einem Maximum Ratio Combiner überlagert und das so erhaltene Signal wird ausgewertet. Dieses Verfahren ist jedoch nicht mit einer räumlichen Ausrichtung der Sende- bzw. Empfangscharakteristik der Antennenelemente kompatibel, d.h. die Mehrfachnutzung von Ka- nälen für verschiedene, voneinander räumlich getrennte Teilnehmerstationen in einer Zelle eines Funk-Kommunikationssystems ist ausgeschlossen. Außerdem ist die Wirksamkeit dieses Verfahrens stark eingeschränkt, wenn es in Umgebungen eingesetzt wird, in denen den am Empfänger eintreffenden Funksignalen eine Richtung zugeordnet werden kann. Die Möglichkeit, den Funksignalen eine Herkunftsrichtung zuzuordnen, ist näm- lieh gleichbedeutend mit dem Bestehen einer Phasenkorrelation zwischen den von den verschiedenen Antennenelementen empfangenen Empfangssignalen. Dies wiederum bedeutet, daß wenn ein Element der Antenneneinrichtung von einer Auslöschung des Empfangssignals betroffen ist, eine nicht zu vernachlässi- gende Wahrscheinlichkeit besteht, daß dies bei benachbarten Antennenelementen ähnlich ist.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals in einem Funkempfänger mit mehreren Antennenelementen anzugeben, die es zum einen ermöglichen, die Empfangscharakteristik des Empfängers in Richtung auf einen Sender auszurichten, und die dennoch gegen Signalausfälle durch schnelles Fading geschützt ist.
Diese Aufgabe wird durch das erfindungsgemäße Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und die Vorrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 12 gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
Das erfindungsgemäße Verfahren wird insbesondere in einem Funk-Kommunikationssystem mit einer Basisstation und Teilnehmerstationen eingesetzt. Die Teilnehmerstationen sind beispielsweise Mobilstationen, so in einem Mobilfunknetz, oder Feststationen, so in sogenannten Teilnehmerzugangs-Netzen zum drahtlosen Teilnehmeranschluß. Die Basisstation weist eine Antenneneinrichtung (smart antenna) mit mehreren Antennenelementen auf. Die Antennenelemente ermöglichen einen gerichteten Empfang bzw. eine gerichtete Sendung von Daten über die Funkschnittstelle. Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren wird davon ausgegangen, daß in einer Umgebung mit Mehrwegausbreitung dem von einem gleichen Sender kommenden Funksignal häufig eine Mehrzahl von Richtungen zugeordnet werden kann, aus denen das Funksignal am Empfänger eintrifft. Diese Richtungen ändern sich nicht, wenn Sender und Empfänger stationär sind, und wenn einer von beiden sich bewegt, sind die Veränderungen, die diese Bewegung im Empfangssignal bewirkt, gering im Vergleich zu denen, die durch schnelles Fading verursacht werden. Durch Gewichten der von den einzelnen Antennenelementen gelieferten Empfangssignale mit den Komponenten eines geeigneten Gewichtungsvektors läßt sich die Empfangscharakteristik des Empfängers auf die entsprechende Richtung lenken. Die Berücksichtigung eines im Vergleich zu den Gewichtungsvektoren schnell veränderli- chen Auswahlvektors erlaubt eine dynamische Anpassung an schnelles Fading auf den einzelnen Ausbreitungswegen und ein „Umschalten" der Empfangscharakteristik zwischen verschiedenen Ausbreitungswegen oder die gleichzeitige Berücksichtigung der Beiträge unterschiedlicher Ausbreitungswege zu den Emp- fangssignalen der Antennenelemente.
Um die Gewichtungsvektoren zu bestimmen, wird vorzugsweise in der Initialisierungsphase eine erste räumliche Kovarianzmatrix der M Empfangssignale erzeugt, Eigenvektoren der ersten Kovarianzmatrix werden ermittelt, und diese werden als erste Gewichtungsvektoren verwendet.
Um bei der Ermittlung der Eigenvektoren zufällige Beeinflussungen durch schnelles Fading zu begrenzen, ist es zweckmä- ßig, daß die erste Kovarianzmatrix über eine Zeitdauer gemit- telt wird, die einer Vielzahl von Zyklen der Arbeitsphase entspricht. Auf diese Weise werden Verfälschungen bei der Bestimmung der Eigenvektoren durch den Einfluß von Phasenfluktuationen ausgemittelt.
Die erste Kovarianzmatrix kann für die Gesamtheit der von den Antennenelementen empfangenen Empfangssignale einheitlich er- zeugt werden. Da die Beiträge der einzelnen Übertragungswege zu dem Empfangssignal sich jedoch nicht nur durch den zurückgelegten Weg sondern auch durch die für diesen Weg benötigte Laufzeit unterscheiden, ist es, falls das übertragene Funksi- gnal ein Codemultiplex-Funksignal ist, aufschlußreicher, wenn die erste Kovarianzmatrix für jeden Tap des Funksignals einzeln erzeugt wird.
Um den Verarbeitungsaufwand zu reduzieren, ist es zweckmäßig, wenn nicht sämtliche Eigenvektoren der ersten Kovarianzmatrix oder -matrizen ermittelt werden, sondern nur diejenigen, die die größten Eigenwerte aufweisen, denn diese entsprechen den Ausbreitungswegen mit der geringsten Dämpfung.
Gemäß einer ersten bevorzugten Ausgestaltung des Verfahrens wird in der Arbeitsphase aus den Empfangssignalen der Antennenelemente ein Vektor von sogenannten Eigensignalen durch Multiplizieren des Vektors der Empfangssignale mit einer Matrix W gebildet, deren Spalten (oder Zeilen) jeweils die er- mittelten Eigenvektoren sind. Mit anderen Worten: die Empfangssignale werden mit sämtlichen ermittelten Eigenvektoren gewichtet. Jedes der so erhaltenen Eigensignale entspricht dem Beitrag eines Übertragungsweges zu den Empfangssignalen der Antennenelemente. Das bedeutet: Die von den einzelnen An- tennenelementen gelieferten Beiträge werden umgewandelt in
Beiträge einzelner Übertragungswege. Das auszuwertende intermediäre Signal wird anschließend durch Gewichten des so erhaltenen Vektors von Eigensignalen mit dem Auswahlvektor erhalten. Die Leistung der hier in einem Zwischenschritt er- zeugten Eigensignale kann gemessen werden, und die Komponenten des Auswahlvektors werden vorzugsweise in jedem Zyklus in Abhängigkeit von der Leistung dieser Eigensignale festgelegt. Diese Ausgestaltung ist einfach und preiswert realisierbar, da zum Weiterverarbeiten der Eigensignale bis hin zur Symbol- Schätzung existierende Empfänger für „smart antennas" eingesetzt werden können. U) CO tv> r μ> μ1
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Ausführungsbeispiele werden nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Mobilfunknetzes;
Fig. 2 eine schematische Darstellung der Rahmenstruktur der Code ultiplex- (CDMA-) -Funkübertragung;
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Basisstation eines Funkkommunikationssystems mit einer Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals gemäß einer ersten Ausgestaltung der Erfindung;
Fig. 4 ein Flußdiagramm des von der Vorrichtung ausgeführten Verfahrens;
Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Basisstation eines Funkkommunikationssystems mit einer Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals gemäß einer zweiten
Ausgestaltung der Erfindung;
Fig. 6 ein Flußdiagramm des von der Vorrichtung ausgeführten Verfahrens;
Fig. 7 ein Blockschaltbild einer Basisstation eines Funkkommunikationssystems mit einer Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals gemäß einer dritten Ausgestaltung der Erfindung; und
Fig. 8 ein Flußdiagramm des von der Vorrichtung ausgeführten Verfahrens .
Figur 1 zeigt die Struktur eines Funk-Kommunikationssystems, bei dem das erfindungsgemäße Verfahren bzw. die erfindungsgemäße Vorrichtung anwendbar sind. Es besteht aus einer Vielzahl von Mobilvermittlungsstellen MSC, die untereinander ver-
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Diese Funkblöcke zur Nutzdatenübertragung bestehen aus Abschnitten mit Daten d, in denen Abschnitte mit empfangsseitig bekannten Trainingssequenzen tseql bis tseqn eingebettet sind. Die Daten d sind verbindungsindividuell mit einer Feinstruktur, einem Teilnehmerkode c, gespreizt, so daß empfangsseitig beispielsweise n Verbindungen durch diese CDMA-Komponente separierbar sind.
Die Spreizung von einzelnen Symbolen der Daten d bewirkt, daß innerhalb der Symboldauer sym Q Chips der Dauer TChip übertragen werden. Die Q Chips bilden dabei den verbindungsindividuellen Teilnehmerkode c. Weiterhin ist innerhalb des Zeitschlitzes ts eine Schutzzeit gp zur Kompensation unterschied- licher Signalaufzeiten der Verbindungen vorgesehen.
Innerhalb eines breitbandigen Frequenzbereiches B werden die aufeinanderfolgenden Zeitschlitze ts nach einer Rahmenstruktur gegliedert. So werden acht Zeitschlitze ts zu einem Rah- men zusammengefaßt, wobei beispielsweise ein Zeitschlitz ts4 des Rahmens einen Frequenzkanal zur Signalisierung FK oder einen Frequenzkanal TCH zur Nutzdatenübertragung bildet, wobei letzter wiederkehrend von einer Gruppe von Verbindungen genutzt wird.
Figur 3 zeigt stark schematisiert ein Blockdiagramm einer Basisstation eines W-CDMA-Funk-Kommunikationssystems, die mit einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zum Auswerten des von der Teilnehmerstation MSk empfangenen Uplink-Funksignals sowie gegebenenfalls der Uplink-Funksignale anderer Teilnehmerstationen ausgestattet ist. Die Basisstation umfaßt eine Antenneneinrichtung mit M Antennenelementen Ax, A2 ... , AM, die jeweils ein Empfangssignal Ui ... UM liefern. Ein Strahlformungsnetzwerk 1 umfaßt eine Vielzahl von Vektor-Multiplizie- rern 2, von denen jeder die M Empfangssignale Ox . . . UM empfängt und das Skalarprodukt dieses Vektors der Empfangssignale mit einem Gewichtungsvektor w( ,1), ..., (k,N) bildet. Diese Gewichtungsvektoren werden im folgenden als Eigenvektoren bezeichnet. Die Zahl N der Eigenvektoren bzw. der Multiplizierer 2 ist genauso groß oder kleiner als die Zahl M der Antennenelemente .
Die von den Vektor-Multiplizierern 2 gelieferten Ausgangssignale Ei, ... EN werden als Eigensignale der Teilnehmerstation MSk bezeichnet.
Die Vektor-Multiplizierer 2 bilden eine erste Stufe des
Strahlformungsnetzwerks 1; eine zweite Stufe ist durch einen Vektor-Multiplizierer 3 gebildet, dessen innerer Aufbau, stellvertretend auch für den Aufbau der Vektor-Multiplizierer 2, in der Figur dargestellt ist. Er besitzt N Eingänge für die N Eigensignale Ei, ... EN, sowie entsprechende Eingänge für N Komponenten eines Auswahlvektors S. Skalare Multiplizierer 4 multiplizieren jedes Eigensignal mit der zugeordneten Komponente sn des Auswahlvektors S. Die erhaltenen Produkte werden von einem Addierer 5 zu einem einzigen sogenann- ten intermediärem Signal Ik aufaddiert, welches einer Abschätzungsschaltung 6 zum Abschätzen der in den Empfangssignalen enthaltenen Symbole zugeführt wird. Der Aufbau der Abschätzungsschaltung 6 ist an sich bekannt und nicht Teil der Erfindung, weswegen er hier nicht weiter beschrieben wird.
Ein Signalprozessor 8 ist ebenfalls an die Empfangssignale Ui, ... UM angeschlossen und erzeugt Kovarianz atrizen Rxx dieser Empfangssignale, z.B. durch Auswerten der von der Teilnehmerstation MSk zyklisch, d.h. in jedem ihr zugeteilten Zeitschlitz, übertragenen Trainingssequenzen, welche dem Signalprozessor 8 bekannt sind. Die so erhaltenen Kovarianzmatrizen werden von dem Signalprozessor 8 über eine große Zahl von Zyklen gemittelt. Die Mittelung kann sich über einen Zeitraum von einigen Sekunden bis Minuten erstrecken. Die gemittelte Kovarianzmatrix Rxx , hier auch als erste Kovarianzmatrix bezeichnet, wird an eine erste Recheneinheit 9 übergeben, die eine Bestimmung der Eigenvektoren der gemit- telten Kovarianzmatrix R^ vornimmt. Wenn dem an der Anten- neneinrichtung der Basisstation eintreffenden Uplink-Signal Ausbreitungswege mit unterschiedlichen Eintreffrichtungen an der Basisstation BS zugeordnet werden können, so entspricht jedem dieser Ausbreitungswege ein Eigenvektor. Die gemittelte Kovarianzmatrix ist eine Matrix mit M Zeilen und Spalten, sie kann daher maximal M Eigenvektoren besitzen, von denen allerdings einige trivial sein können oder Übertragungswegen entsprechen können, die keinen nennenswerten Beitrag zum Empfangssignal leisten. Insbesondere wenn die Zahl der Antennenelemente M größer als 3 ist, ist es für die Ausführung der Erfindung nicht erforderlich, daß sämtliche Eigenvektoren der Kovarianzmatrix bestimmt werden; die Zahl N der von der ersten Recheneinheit 9 bestimmten Eigenvektoren kann kleiner sein als M.
Falls N kleiner als M festgelegt ist, ermittelt die erste Recheneinheit 9 diejenigen N Eigenvektoren w(k,1), ..., w( ,N) der gemittelten Kovarianzmatrix Rxx , die unter ihren sämtlichen
Eigenvektoren die Eigenwerte mit dem größten Betrag aufweisen.
Ein Speicherelement 10 dient zur Speicherung dieser Eigenvektoren w(k,1), ..., w(k,N1. Es ist mit den Vektor-Multiplizierern 2 verbunden, um jeden von diesen mit dem ihm zugeordneten Eigenvektor zu versorgen.
Das Speicherelement 10 ist in der Figur als ein einheitliches Bauelement dargestellt; es kann aber auch aus einer Mehrzahl von Registern bestehen, von denen jeder einen Eigenvektor aufnimmt und mit dem entsprechenden Vektor-Multiplizierer 2 zu einer Schaltungseinheit verbunden ist. Die von den Vektor-Multiplizierern 2 erzeugten Eigensignale Ei, ... , EN entsprechen jeweils den Beiträgen, die ein einzelner Übertragungsweg zu dem gesamten von der Antenneneinrichtung AE empfangenen Uplink-Funksignal leistet. Die Lei- stung dieser einzelnen Beiträge kann aufgrund von Phasenfluktuation der einzelnen Übertragungswege in kurzen Zeiträumen in der Größenordnung des Zeitabstandes zwischen aufeinander folgenden Zeitschlitzen der Teilnehmerstation MSk stark variieren, und es kann zur Signalauslöschung auf einzelnen Über- tragungswegen kommen. Da die verschiedenen Übertragungswege jedoch von einander unabhängig sind, sind die Wahrscheinlichkeiten der Signalauslöschung auf den verschiedenen Übertragungswegen unkorreliert . Die Wahrscheinlichkeit, daß alle N Eigensignale gleichzeitig verschwinden und es zu einer Unter- brechung des Empfangs kommt, ist daher geringer als bei den Empfangssignalen von N Antennenelementen, da bei letzteren aufgrund der meist gegebenen engen räumlichen Nachbarschaft der Antennenelemente die Ausfallwahrscheinlichkeiten korre- lieren.
Eine zweite Stufe des Strahlformungsnetzwerks kombiniert die N Eigensignale zu einem intermediären Signal Ik. Diese zweite Stufe umfaßt einen zweiten Signalprozessor 11, der an die Ausgänge der Vektor-Multiplizierer 2 angeschlossen ist, um die Leistungen der Eigensignale zu erfassen und einen Auswahlvektor S zur Ansteuerung des Vektor-Multiplizierers 3 zu erzeugen. Gemäß einer einfachen Ausgestaltung erzeugt der zweite Signalprozessor 11 einen Auswahlvektor S mit lediglich einer nicht verschwindenden Komponente, die demjenigen skala- ren Multiplizierer 4 zugeführt wird, der das stärkste Eigensignal empfängt. Einer bevorzugten Variante zufolge wendet der zweite Signalprozessor 11 ein Maximum Ratio Combining- Verfahren an, d.h. er wählt die Koeffizienten sx , ..., sN des Auswahlvektors S in Abhängigkeit von den Leistungen der Ei- gensignale Ei, ... , EN, derart, daß durch Addition der mit den Komponenten des Auswahlvektors S gewichteten Eigensignale Ei, ... , EN, das intermediäre Signal Ik mit dem optimalen Signal-Störabstand erhalten wird.
Figur 4 veranschaulicht das von der Vorrichtung der Figur 3 ausgeführte Verfahren anhand eines Flußdiagrams . In Schritt Sl wird eine aktuelle Kovarianzmatrix Rxx anhand der in einem Zeitschlitz von der Teilnehmerstation MSk übertragenen Trainingssequenz erzeugt. Diese aktuelle Kovarianzmatrix Rxx wird in Schritt S2 zur Bildung einer gemittelten Kovarianzmatrix Rxx herangezogen. Die Mittelwertbildung kann erfolgen, in dem über eine gegebene Zeitspanne oder eine gegebene Zahl von Zyklen bzw. Zeitschlitzen der Teilnehmerstation sämtliche aktuellen Kovarianzmatrizen Rxx aufaddiert und die erhaltene Summe durch die Anzahl der addierten Kovarianzmatrizen dividiert wird. Vorteilhafter ist demgegenüber jedoch eine gleitende Mittelwertbildung, da sie nicht zwingend die Erfassung einer großen Zahl von aktuellen Kovarianzmatrizen Rκx erfordert, bevor zum ersten Mal eine gemittelte Kovarianzmatrix vorliegt, und weil bei ihr jeweils die jüngsten aktuellen Ko- varianzmatrizen, d.h. diejenigen Kovarianzmatrizen Rxx, die bei einer bewegten Teilnehmerstation die Richtungen der einzelnen Ausbreitungswege voraussichtlich am wichtigsten wiedergibt, am stärksten berücksichtigt wird.
Die gleitende Mittelwertbildung erfolgt gemäß folgender Formel:
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wobei (Ra )ι jeweils die i-te gemittelte Kovarianzmatrix bezeichnet, (Rxx)ι die i-te aktuelle Kovarianzmatrix bezeichnet und p ein Maß für die Zeitkonstante der Mittelwertbildung mit einem Wert zwischen 0 und 1 darstellt.
In Schritt S3 folgt eine Eigenvektoranalyse der gemittelten Kovarianzmatrix R^ . Nach Speicherung der erhaltenen Eigen- co co r rv> >
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des ersten untersuchten Zeitschlitzes erhaltene aktuelle Kovarianzmatrix als gemittelte Kovarianzmatrix einsetzen und deren Aussagekraft durch die oben beschriebene gleitende Mittelwertbildung laufend verbessern.
In der Arbeitsphase des Verfahrens werden anhand der in Schritt S3 gewonnenen Eigenvektoren wlk,1), ..., w(k,N) die Eigensignale Ei, ..., EN in Schritt S5 erzeugt. Die Erzeugung dieser Eigensignale entspricht der Matrixmultiplikation
E=WU, wobei
Figure imgf000019_0001
Figure imgf000019_0002
Figure imgf000019_0003
den Vektor der Eigensignale, die Matrix der Eigenvektoren bzw. den Vektor der Empfangssignale darstellen.
In Schritt S6 wird die Leistung der Eigensignale Ei, EK erfaßt, anhand derer in Schritt S7 der Auswahlvektor
S = (sj s2 '.) festgelegt wird. Die Erzeugung des intermediären Signals Ik in Schritt S8 entspricht somit letztlich der Bildung des Produktes
Ik=SWU wobei die schnelle Aktualisierung des Auswahlvektors S in Abhängigkeit von den Stärken der Eigensignale Ei, ... , EN eine schnelle Anpassung an das schnelle Fading der einzelnen Übertragungswege erlaubt.
Figur 5 zeigt eine zweite Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung. Sie unterscheidet sich von der Vorrichtung aus Figur 3 im wesentlichen dadurch, daß der erste Signalprozessor 8 jeweils aktuelle Kovarianzmatrizen Rxx für jede von der Teilnehmerstation MSk empfangene Trainingssequenz erzeugt und einerseits an eine Mittelwertbildungsschaltung 7 zur Erzeugung der gemittelten Kovarianzmatrix Rxx und andererseits an eine zweite Recheneinheit 12 ausgibt. Diese zweite Rechenein- heit 12 empfängt ferner von dem Speicherelement 10 die Matrix W der - von der ersten Recheneinheit 9 ermittelten - Eigenvektoren der gemittelten Kovarianzmatrix Rxx und berechnet für jeden dieser Eigenvektoren Ei, ... , EN dessen Eigenwert mit der aktuellen Kovarianzmatrix Rxx. Dieser Eigenwert ist wie die Leistung des Eigensignals Ei ein Maß für die Qualität des dem Eigenvektor bzw. Eigensignal zugeordneten Ausbreitungswegs, das von der zweiten Recheneinheit 12 benutzt wird, um einen Auswahlvektor S mit den bereits mit Bezug auf Figuren 3 und 4 beschriebenen Eigenschaften zu erzeugen. Der Vek- tor-Multiplizierer 3 kombiniert anhand dieses Auswahlvektors
5 die Eigensignale El f ... , EN zu dem intermediären Signal Ik, dessen Symbole in der Abschätzungsschaltung 6 abgeschätzt werden.
Das von dieser Vorrichtung ausgeführte Verfahren ist in Figur
6 als Flußdiagramm dargestellt; es unterscheidet sich von dem Verfahren der Figur 4 durch die Schritte Sβ, in dem die Eigenwerte der Eigenvektoren zu der aktuellen Kovarianzmatrix Rxx ermittelt werden und den Schritt S7 der Festlegung des Auswahlvektors S anhand der Eigenwerte.
Figur 7 zeigt eine dritte Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung. Die Vektormulitiplizierer 2 sind hier entfallen und stattdessen sind die Empfangssignale Ui, ... , UM direkt M skalaren Multiplizierern 4 des Vektor-Multiplizierers 3 zugeführt. Der erste Signalprozessor 8, die Mittelwertschaltung 7, das Speicherelement 10 und die ersten Recheneinheiten 9, 12 unterscheiden sich nicht von denen der Ausgestaltung aus Figur 5. Der Satz der von der zweiten Recheneinheit 12 ermit- telten Eigenwerte wird als Auswahlvektor S einer Auswahleinheit 13 zugeführt, die gleichzeitig vom Speicherelement 10 I\J tV> 1 μ> o cn cn o Cn
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die einer gegebenen Zahl der jeweils größten Eigenwerte entsprechen, gleich 0 gesetzt werden.
Eine Weiterentwicklung der oben beschriebenen Vorrichtungen und Verfahren basiert auf der Erkenntnis, daß das von der Antenneneinrichtung der Basisstation empfangene Uplink-Signal sich aus einer Vielzahl von Beiträgen zusammensetzt, die sich nicht nur in ihrer Herkunftsrichtung bzw. ihrer relativen Phasenlage an den einzelnen Antennenlementen und ihrer Dämp- fung unterscheiden, sondern auch in ihren Ausbreitungszeiten von der Teilnehmerstation MSk zur Basisstation BS. Die Ausbreitungszeiten der einzelnen Beiträge bzw. ihre relativen Verzögerungen können in an sich bekannter Weise mit Hilfe eines Rake Searchers bestimmt werden, und es können aus dem Uplink-Funksignal für jedes einzelne Antennenelement mehrere Empfangssignale generiert werden, die bei einem CDMA-Funk- Kommunikationssystem als Taps bezeichnet werden und die sich voneinander dadurch unterscheiden, daß für jeden Tap zum Ent- spreizen und Entscrambeln des Uplink-Funksignals ein anderer Zeitversatz zwischen dem Uplink-Funksignal und dem Spreiz- und Scrambling-Code jeweils entsprechend einer gemessenen Verzögerung zugrunde gelegt ist. Gemäß der Weiterentwicklung werden die aktuellen Kovarianzmatrizen Rxx und dementsprechend auch die gemittelte Kovarianzmatrix R^ für jeden Tap einzeln erzeugt. Dies erlaubt es, mit einer Antenneneinrichtung, die M Antennenelemente umfaßt, mehr als M Ausbreitungswege zu unterscheiden und bei der Auswertung zu berücksichtigen, die sich in ihrer jeweiligen Signalverzögerung unterscheiden. Es ist somit eine wesentlich detailliertere und ge- nauere Auswertung des Uplink-Funksignals möglich, als wenn nur eine einzige Kovarianzmatrix erzeugt wird.
Die Zahl N der der Teilnehmerstation MSk zugeordneten Eigenvektoren ist nicht notwendigerweise fest vorgegeben. In dem Fall, daß Kovarianzmatrizen Rxx, R^ für jeden Tap einzeln erzeugt werden, kann die Gesamtzahl der für eine Teilnehmerstation berücksichtigten Eigenvektoren vorgegeben sein, wobei allerdings die Zahl der für jede einzelne Kovarianzmatrix berücksichtigten Eigenvektoren variieren kann. Zu diesem Zweck wird zunächst die Gesamtheit der Eigenvektoren und Eigenwerte für sämtliche gemittelten Kovarianzmatrizen der Teilnehmer- Station berechnet, und es werden aus der Gesamtheit der Eigenvektoren, die zu unterschiedlichen Taps gehören können, diejenigen ermittelt und in dem Speicherelement 10 gespeichert, die den größten Eigenwert aufweisen. Dabei kann es vorkommen, daß die Eigenvektoren derjenigen Taps, die nur ei- nen geringen Beitrag zum Üplink-Signal leisten, vollends unberücksichtigt bleiben.
Es ist auch möglich, die Zahl der insgesamt einer Teilnehmerstation zugeordneten Eigenvektoren dynamisch in Abhängigkeit von der jeweiligen Übertragungssituation zu variieren. So kann bei einem direkten Übertragungsweg, insbesondere wenn die TeilnehmerStation sich nicht oder nur langsam bewegt, eine Reduzierung der Zahl der Eigenvektoren auf bis zu N = 1 vertretbar sein, wobei die dadurch frei werdenden Verarbei- tungskapazitäten (bzw. Vektor-Multiplizierer 2 im Falle der Vorrichtungen aus Figur 3 und 5) anderen Teilnehmerstationen mit schlechteren Übertragungsbedingungen zugeschlagen werden.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Auswerten eines Funksignals in einem Funk- Empfänger, der eine Antenneneinrichtung (AE) mit mehreren Antennenelementen (Ai bis AM) umfaßt, die jeweils ein Empfangssignal (Ui, ..., UM) liefern, mit den Schritten: a) in einer Initialisierungsphase Ermitteln einer Mehrzahl N von M-komponentigen ersten Gewichtungsvektoren (w(k,:L1, w(k'2), ..., ( ,N)) für eine Teilnehmerstation (MSk), und b) in einer Arbeitsphase Abschätzen von in einem intermediären Signal (Ik) enthaltenen Symbolen, das durch Bilden eines Produktes der Form Ik= S W U erhältlich ist, wobei W die MxN-Matrix der ersten Gewich- tungsvektoren ( (k,1), w(k,2), ..., wtk'N))/ S ein N-komponen- tiger Auswahlvektor und U der Vektor der Empfangssignale (Ui, ..., UM) ist, wobei der Auswahlvektor S in der Arbeitsphase zyklisch neu festgelegt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in der Initialisierungsphase eine erste räumliche Kovarianzmatrix ( Rxx ) der M Empfangssignale erzeugt wird, daß Eigenvektoren der ersten Kovarianzmatrix ( Rxx ) ermittelt werden und daß die ermittelten Eigenvektoren die ersten Gewichtungsvektoren sind.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Kovarianzmatrix ( Rxx ) über eine Zeitdauer entsprechend einer Vielzahl von Zyklen der Arbeitsphase gemittelt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Kovarianzmatrix ( Rχχ ) für jeden Tap des
Funksignals einzeln erzeugt wird.
Verfahren nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die ermittelten Eigenvektoren diejenigen aus der Gesamtheit der Eigenvektoren der ersten Kovarianzmatrix oder -matrizen ( Rxx ) sind, die die größten Eigenwerte aufweisen.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in der Arbeitsphase ein Vektor E von Eigensignalen (Ei, ... , EN) entsprechend der Formel E= W U gebildet wird, und daß die Komponenten des Auswahlvektors (S) in jedem Zyklus in Abhängigkeit yon der Leistung der Eigensignale (Ei, ..., EN) festgelegt werden.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß in der Betriebsphase in jedem Zyklus ei- ne zweite räumliche Kovarianzmatrix (Rxx) erzeugt wird, daß die Eigenwerte der ersten Eigenvektoren für die zweite räumliche Kovarianzmatrix (Rxx) berechnet werden, und daß jede Komponente des Auswahlvektors (S) anhand des Eigenwerts des dieser Komponente entsprechenden Eigenvektors festgelegt wird.
8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Komponenten des Auswahlvektors (S) nach einem Maximum Ratio Combining-Verfahren festgelegt werden.
9. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß bis auf eine vorgegebene Zahl alle Komponenten des Auswahlvektors (S) gleich 0 festgelegt werden.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Sender (MSk) periodisch eine Trainingssequenz ausstrahlt, die dem Empfänger (BS) bekannt ist, und daß die ersten Gewichtungsvektoren anhand der empfangenen Trainingssequenzen ermittelt werden.
11. Verfahren nach Anspruch 10 und Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Kovarianzmatrix (Rxx) zu jeder gesendeten Trainingssequenz erzeugt wird.
12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß vor Abschluß der Ermittlung der ersten Gewichtungsvektoren (w( ,1), ( ,2), ..., w( ,N) ) die Auswertung des Funksignals durch Abschätzung von in einem intermediären Signal (Ik) enthaltenen Symbolen erfolgt, das durch Bilden eines Produktes der Form Ik= S WΛ U erhältlich ist, wobei WΛ eine MxN-Matrix von vorab festgelegten Gewichtungsvektoren ( ^"'1', ,(k'2), ..., ,(k,N)) ist.
13. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die vorab festgelegten Gewichtungsvektoren ( (k,1), (k,2), ..., Λ(k,N)) jeweils genau eine nichtverschwindende Komponente haben.
14. Vorrichtung zum Auswerten eines Funksignals für einen eine Antenneneinrichtung (AE) mit M Antennenelementen (Ai, ..., AM) aufweisenden Funk-Empfänger, wobei die Vorrichtung ein Strahlformungsnetzwerk mit M Eingängen für von den Antennenelementen (Ax, ..., AM) gelieferte Empfangssignale (Ui, ..., UM) sowie einen Ausgang für ein durch Gewichten der Empfangssignale mit einem Sender (MSk) zugeordneten Gewichtungsvektoren (w(k,1), w(k,2), ..., w(k, )) erhaltenes intermediäres Signal (Ik) und eine Signalverar- beitungseinheit (6) zum Abschätzen von in dem intermediären Signal (Ik) enthaltenen Symbolen aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß sie ein Speicherelement (10) zum Speichern von N jeweils einem gleichen Sender (MSk) zugeordneten Gewichtungsvektoren umfaßt, und daß das Strahlfor- mungsnetzwerk (1) einen Steuereingang für einen Auswahlvektor (S) aufweist, dessen Komponenten den Beitrag jedes einzelnen Gewichtungsvektors (wlk'1), (k'2), ..., w(k,N)) zu dem intermediären Signal (Ik) festlegen.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungsvektoren (w(k,1), w(k,2), ..., w(k,N)) Eigenvektoren einer anhand der M Empfangssignale (Ux, ..., UM) erzeugten ersten Kovarianzmatrix ( R„ ) sind.
16. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Strahlformungsnetzwerk zwei Stufen umfaßt, wobei die erste Stufe N Zweige zur Gewichtung der Empfangssignale mit jeweils einem der N Gewichtungsvektoren ( (k,1), (k,2>, ..., w(k,N)) umfaßt und die zweite Stufe die von den N Zweigen gelieferten Ausgangssignale (Ei, ... , EN) mit dem Auswahl ektor (S) gewichtet.
17. Vorichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Stufe ein Maximum Ratio Combiner ist.
18. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Strahlformungsnetzwerk eine Recheneinheit zum Bilden des Produktes S W ist, wobei W die MxN-Matrix der ersten Gewichtungsvektoren (w(k,1), !k,2), ...) und S der N-kompo- nentige Auswahlvektor (S) ist.
19. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 14 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß sie Teil einer Basisstation (BS) eines Mobilfunk-Kommunikationssystems ist .
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