WO2003038992A1

WO2003038992A1 - Melangeur d'harmoniques d'ordre pair a filtre integre et appareil de communication radio haute frequence l'utilisant

Info

Publication number: WO2003038992A1
Application number: PCT/JP2002/011098
Authority: WO
Inventors: Atsushi Yamada; Yoshihisa Amano; Yoshinori Motouchi
Original assignee: Sharp Kabushiki Kaisha
Priority date: 2001-11-01
Filing date: 2002-10-25
Publication date: 2003-05-08
Also published as: US7164902B2; JPWO2003038992A1; JP4233451B2; US20050020231A1

Description

明細書フィルター体型偶高調波ミキサおよびそれを用いた高周波無線通信装置技術分野

この発明は、マイクロ波ミリ波通信装置に用いられる偶高調波ミキサと高周波帯域通過フィルタとが伝送線路で接続されたフィルタ一体型偶高調波ミキサ、および、それを用いた高周波無線通信装置に関する。背景技術

図 9は、例えば、特許第 2 7 9 5 9 7 2号に記載されている従来の偶高調波ミキサの構成図である。この偶高調波ミキサにおいては、高周波信号 (周波数 f rf) と局部発振信号 (周波数 f lo)とを入力し、中間周波信号 (周波数 f if)として f lo の偶数倍と f rfとの差の周波数の局波数を出力するダウンコンバータ用偶高調波ミキサの例である。

図 9において、 1は高周波信号端子、 2は局部発振信号端子、 3は中間周波信号端子、 4 a， 4 bはダイオードである。このダイオード 4 a, 4 bは、逆極性で並列接続されており、アンチパラレルダイオードペア 5を構成している。また、 6は中間周波信号を通過させる低域通過フィルタ、 7は高周波信号を通過させる帯域通過フィルタであり、共にアンチパラレルダイオードペア 5の第 1の端子 8に接続されている。さらに、この第 1の端子 8には、局部発振信号周波数に対して略 1 / 4波長の先端開放スタブ 1 0が接続されている。一方、アンチパラレルダイォードペア 5の第 2の端子 9には、局部宪振信号周波数に対して略 114波長の先端短絡スタブ 1 1が接続されている。尚、低域通過フィルタ 6および帯域通過フィルタ 7で、分波器 1 2を構成している。

上記構成を有するダウンコンバータ用偶高調波ミキサは次のように動作する。すなわち、上記局部発振信号端子 2から周波数 f loの局部発振信号を入力して、ァンチパラレルダイォードペア 5の第 2の端子 9に加える。一方、高周波信号端子 1から周波数 f rfの高周波信号を入力して、帯域通過フィルタ 7を介してァンチパラレルダイォードペア 5の第 1の端子 8に加える。そうすると、次式で与えられる混合波 (周波数 f out)が、アンチパラレルダイォードペア 5の両端に発生する。

f out= | f rf ± 2 m f lo |

ここで、 m：整数

そして、この混合波のうち、例えば次式で与えられる周波数 f ifの信号を選択して、中間周波信号として中間周波信号端子 3から出力するのである。

£ if = f rf— 2 m I lo

ここで、上記中間周波信号の周波数 f ifが、周波数 f rfと比較して十分小さい場合には、局部発振信号周波数 f loに対して略 114波長の先端開放スタブ 1 0 との接続点 8は、高周波信号 f rfに対しては開放、局部発振信号 f loに対しては短絡として機能する。一方、局部発振信号周波数 f loに対して略 1 / 4波長の先端短絡スタブ 1 1との接続点 9は、高周波信号 f rfに対しては短絡、局部発振信号 f loに対しては開放として機能する。局部発振信号と高周波信号はお互いにァイソレーシヨンが取れる。また、局部発振信号の偶高調波信号は、アンチパラレルダイォードペア 5内でキヤンセルされるために、どこからも出力されなレ、。尚、上記構成を有するダウンコンバータ用偶高調波ミキサは、中間周波信号を中間周波信号端子 3に入力し、局部発振信号を局部発振信号端子 2に入力して、高周波信号を高周波信号端子 1から出力するアップコンバータ用ミキサとして機能させることもできる。

しかしながら、上記従来の偶高調波ミキサにおいては、以下のような問題がある。すなわち、高周波信号端子 1に入力される高周波信号を通過させる帯域通過フィルタを別途接続する必要があり、その部品と実装工程との費用が高くなる。また、ミリ波帯等周波数が非常に高い場合には、偶高調波ミキサと帯域通過フィルタとの接続点での損失が顕著になって特性が劣化するのである。

一方、上記部品と実装費用との低減と、偶高調波ミキサと帯域通過フィルタとの接続点における損失の低減を目的として、偶高調波ミキサと帯域通過フィルタとを同一半導体チップ上に形成して集積化することも考えられる。ところが、その場合には、上記偶高調波ミキサと帯域通過フィルタとを別々設計して、単純に半導体チップ上に並べて適当な長さの伝送線路で接続して集積化するだけでは、偶高調波ミキサの先端開放スタブ 1 0，先端短絡スタブ 1 1およびフィルタ 6， 7 等の受動回路が大部分の面積を占めてしまう。そのため、半導体チップの面積が大きくなって半導体チップの単価が高くなるという問題がある。発明の開示

そこで、この発明の目的は、偶高調波ミキサとフィルタとの間の接続部の構成を簡素化すると共に回路の小型化を可能にし、半導体チップのコストを下げることができるフィルター体型偶高調波ミキサ、および、それを用いた高周波無線通信装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、第 1の発明は、偶高調波ミキサと高周波帯域通過フィルタとが伝送線路で接続されたフィルター体型偶高調波ミキサであって、上記偶高調波ミキサと伝送線路との接続点から見た上記伝送線路側のィンピーダンス力上記偶高調波ミキサに入力される局部発振信号の周波数に対して略短絡となるように、上記伝送線路の長さが設定されていることを特徴としている。

上記構成によれば、偶高調波ミキサと伝送線路との接続点から見た上記伝送線路側のィンピーダンスが局部発振信号の周波数に対して略短絡となっている。したがって、上記局部発振信号の周波数に対して等価的な接地を与えるための先端開放スタブを省略することが可能になる。その結果、従来のように、偶高調波ミキサに別途高周波帯域通過フィルタを接続する場合に比較して、占有面積が少なくなリ、チップ化した場合の面積およびコストの低下が図られる。

また、 1実施例では、上記第 1の発明のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、上記伝送線路と高周波帯域通過フィルタとを一体とした回路における上記局部発信号の周波数での透過損は 2 O dB以上であり、反射損は略 O dBであり、反射位相角は略一 1 8 0 °である。

この実施例によれば、上記伝送線路と高周波帯域通過フィルタとを一体とした回路の上記局部発信号の周波数に対する反射係数がー 1であり、等価的に接地に等しいと見なすことができる。

また、 1実施例では、上記第 1の発明のフィルタ一体型偶高調波ミキサにおいて、上記偶高調波ミキサは、少なくともアンチパラレルダイオードと先端短絡スタプを含んで構成されている。

この実施例によれば、上記偶高調波ミキサには先端開放スタブが含まれておらず、上記偶高調波ミキサ、延いては本フィルター体型偶高調波ミキサの占有面積が少なくなリ、回路規模が小さくなる。

また、 1実施例では、上記第 1の発明のフィノレター体型偶高調波ミキサは、半導体基板上に形成されている。

この実施例によれば、上記偶高調波ミキサと高周波帯域通過フィルタと伝送線路がーつの半導体基板上に一体化して構成されている。したがって、ミリ波帯等の周波数が非常に高い場合であっても、上記高周波帯域通過フィルタと偶高調波ミキサとの接続部における信号の損失が極力少なくなる。さらに、上述したような先端開放スタブを含まない回路構成とすることと併せて、回路全体が小さくなるため、半導体チップ一個当りの費用が低減される。

また、 1実施例では、上記第 1の発明のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、上記高周波帯域通過フィルタは、マイクロストリップ線路共振器を有している。

この実施例によれば、フィルタの通過帯域内の周波数を有する信号に対してマイクロストリップ線路共振器のィンピーダンスが非常に大きくなる。したがって、上記信号は上記高周波帯域通過フィルタ内の容量を通過することができる。これに対して、フィルタの通過帯域から大きく離れた周波数を有する信号に対して上記マイクロストリップ線路共振器のィンピーダンスが小さくなり、上記信号は上記容量を通過できずに反射される。

また、 1実施例では、上記第 1の発明のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、上記高周波帯域通過フィルタはマイクロストリップ線路で構成された入力回路と出力回路を有しており、上記入力回路と出力回路とは、容量結合および磁気結合のうちの少なくとも一方によって結合されている。

この実施例によれば、フィルタの通過帯域のすぐ近傍に大きな減衰極を形成して、急峻なフィルタ特性を得ることが可能になる。

また、第 2の発明の高周波無線通信装置は、上記第 1の発明のフィルタ一体型偶高調波ミキサを用いたことを特徴としている。

上記構成によれば、上記高周波帯域通過フィルタと一体化された偶高調波ミキサを用いているので、所望の送信電力を出力するための増幅器の利得が小さくなる。そのために、低コスト化および低消費電力化が可能になる。図面の簡単な説明

図 1は、この発明のフィルター体型偶高調波ミキサにおける構成を示す図である。

図 2は、図 1に示すフィルター体型偶高調波ミキサを砒化ガリゥム基板上に形成した具体的構成を示す図である。

図 3は、図 2における接続点 Xから伝送線路および高周波帯域通過フィルタ側を見た場合における反射損/透過損および反射位相角示す図である。

図 4は、図 2における高周波帯域通過フィルタの拡大図である。

図 5は、図 4に示す高周波帯域通過フィルタを略等価な集中定数で表した回路図である。

図 6は、図 2におけるアンチパラレルダイォードペアの縦断面図である。

図 7は、図 1とは異なるフィルタ一体型偶高調波ミキサの構成を示す図である。図 8は、この発明の高周波無線通信装置におけるプロック図である。

図 9は、従来の偶高調波ミキサの構成図である。発明を実施するための最良の形態

以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。

•第 1実施の形態

図 1は、本実施の形態のフィルタ一体型偶高調波ミキサにおける構成を示す図である。尚、ここでは、中間周波信号 (周波数 f _IF)と局部発振信号 (周波数 ί _ω) とを入力して、周波数 f の 2倍と周波数 f _IFとを混合した周波数の高周波信号 (周波数 f を出力するァップコンバータ用偶高調波ミキサである場合を例に説明する。すなわち、周波数 f と周波数 f _IFと周波数 f _L0との間には、以下の関係があるのである。 ί _RF= 2 X f _L0+ f _IF

本フイノレタ一体型偶高調波ミキサは、偶高調波ミキサ 2 1 ,伝送線路 2 2および高周波帯域通過フィルタ 2 3で構成され、偶高調波ミキサ 2 1と高周波帯域通過フィルタ 2 3との一端が、伝送線路 2 2を介して接続されている。また、偶高調波ミキサ 2 1と伝送線路 2 2との接続点 2 4力ら、伝送線路 2 2側を見たィンピーダンスが局部発振信号の周波数 f L。に対して略 0になるように伝送線路 2 2 の長さが設定されている。

上記偶高調波ミキサ 2 1は、 2つのダイォードを夫々の極性を逆にして並列接続して成るァンチパラレルダイォードペア 2 5と、先端短絡スタブ 2 6と、中間周波信号用伝送線路 2 7と、局部発振信号用伝送線路 2 8と、キャパシタ 2 9で構成される。

上記ァンチパラレルダイォードペア 2 5と伝送線路 2 2との接続点 2 4に中間周波信号用伝送線路 2 7の一端が接続されている。また、中間周波信号用伝送線路 2 7の他端 3 0にはキャパシタ 2 9の一端が接続されると共に、キャパシタ 2 9の他端は接地されている。そして、中間周波信号用伝送線路 2 7

2 9との接続点 3 0は中間周波信号用端子 3 1となっている。さらに、ラレルダイォードペア 2 5の他端には先端短絡スタブ 2 6が接続されている。また、ァンチパラレルダイォードペア 2 5と先端短絡スタブ 2 6との接続点 3 2には局部発振信号用伝送線路 2 8の一端が接続され、局部発振信号用伝送線路 2 8 の他端が局部発振信号用端子 3 3となっている。この先端短絡スタブ 2 6は、周波数 f L。に対して 1 / 4波長になるように長さが設定されている。

上記構成のフィルター体型偶高調波ミキサは、以下のように動作する。すなわち、上記局部発振信号用端子 3 3から入力された周波数。の局部発振信号は、局部発振信号用伝送線路 2 8を通過してァンチパラレルダイォードペア 2 5に入力される。一方、先端短絡スタブ 2 6は周波数。に対して 1 / 4波長になるように長さが設定されているため、周波数 ί に対しては開放と等価になり、何も接続していないのに等しい。

また、上記偶高調波ミキサ 2 1と伝送線路 2 2との接続点 2 4から伝送線路 2 2側を見たィンピーダンスは周波数 f L。に対して略 0であるので、接続点 2 4は周波数。に対して略接地の条件に等しい。したがって、上記入力された局部発振信号の電圧は、総てアンチパラレルダイオードペア 2 5に掛ることになる。そして、局部発振信号用端子 3 3から入力された局部発振信号と中間周波信号用端子 3 1から入力された周波数 f _IFの中間周波信号とがアンチパラレルダイォードペア 2 5内で混合されて、様々な周波数成分を有する信号が発生する。そして、これらの信号のうち、 f _RP= 2 X f _L0+ f _IPの周波数成分の信号のみが帯域通過フィルタ 2 3を通過し、他の周波数成分を持つ信号は帯域通過フィルタ 2 3を通過することができずに反射される。その結果、 f = 2 X f _L0+ f _IFの周波数の信号のみが、高周波信号用端子 3 4から出力される。また、中間周波信号用伝送線路 2 7は周波数 f _RFに対して 1 / 4波長に設定されているので、周波数に対しては開放と等価となって何も接続されていないとに等しく、周波数 f の信号は中間周波信号用端子 3 1からは出力されない。

さらに、上記周波数 i _IFが周波数と比較して小さい場合には、上記周波数 f RFは、

1 RF~ 2 X u)

となるため、先端短絡スタブ 2 6は周波数に対して略 1 / 2波長となり、接続点 3 2は周波数 f に対して接地と略等価になる。したがって、周波数土の信号は局部発振信号用端子 3 3からも出力されないのである。

図 2は、図 1に示す構成を有するフィルター体型偶高調波ミキサを、厚さ 7 0 /z mの砒ィ匕ガリウム基板上に形成した具体例である。但し、図 2 Aは平面図であり、図 2 Bは図 2 Aにおける A - A'矢視断面図である。尚、この場合は、周波数 i _L。として 2 9. 5 GHz, 周波数 ί _IFとして 1 GHz~ 3 G Hz、周波数として 6 O G Hz~ 6 2 GHzを想定している。尚、基板のサイズは略 0 . 7瞧 X 1 . O mmでめる。

図 2において、 4 1は上記アンチパラレルダイォードペア、 4 2は先端短絡スタブ、 4 3は中間周波信号用伝送線路、 4 4は局部発振信号用伝送線路、 4 5は M I M (金属 -絶縁物 -金属）キャパシタであって、偶高調波ミキサを構成している。さらに、この偶高調波ミキサと、伝送線路 4 6と、高周波帯域通過フィルタ 4 7とで、フィルター体型偶高調波ミキサが構成されている。ここで、先端短絡スタブ 4 2 ,伝送線路 46およぴ局部発振信号用伝送線路 44は、特性ィンピーダンスが略 5 0 Ωとなるように線路幅を 5 5ミクロンに形成している。また、中間周波信号用伝送線路 4 3は、特性ィンピーダンスが略 70 Ωとなるように線路幅を 2 5ミクロンに形成している。これらの線路は、全体の大きさを小さくするために適宜折り曲げて形成している。

また、 50は中間周波信号用端子であり、 5 1は局部発振信号用端子であり、 5 2は高周波信号用端子であり、 5 3は砒ィ匕ガリウム基板であり、 54は接地金属である。

また、上記先端短絡スタブ 4 2は、スルーホール 48およびパッド 4 9の長さも含めて周波数 f_w(2 9. 5 GHz)に対して 1/4波長になるように、その長さが設定されている。また、 ]^1]^キャパシタ45は、中間周波信号に対しては高インピーダンスとなる一方、高周波信号に対しては低ィンピーダンスとなるように、 0. 4pFに設定されている。

上記伝送線路 46 (X〜Yの間）の実効長は 450 μηιに設定している。尚、実効長とは、折り曲げた茅泉路に沿った長さと定義している。つまり、実効長 4 50 μιηの伝送線路とは、長さが 45 0 / mの直線状の線路 (途中で折り曲げていない線路）と等価の電気長を有する伝送線路である。

接続点 Xから図中右側 (伝送線路 46および高周波帯域通過フィルタ 47側）を見た反射損/透過損は図 3 Aに示すようになり、反射位相角は図 3 Bに示すようになる。すなわち、周波数 ίκρ(6 OGHz〜6 201^)での透過損が2 8程度であり、周波数 JF RFの信号は殆ど通過する。これに対して、周波数 f _w(29. 5 GHz)での透過損は 20 dB程度、反射損は 0 dBであり、反射位相角は一 1 8 0。となる特性を示している。これは、周波数 ί_ωの時の反射係数が略一 1であることを意味しており、等価的に接地に等しいと見なすことができる。

以上の結果、従来のような周波数 ί _ωに対して等価的な接地を与えるための先端開放スタブが存在しなくても、局部発振信号の電圧は総てアンチパラレルダイオードペア 4 1に掛ることになる。このように、図 2における先端短絡スタブ 4 2 (線路長約 1瞧)の長さと略同じ長さである上記先端開放スタプを省略できることにより、図 2より明らかなように、非常にコンパクトなフィルター体型偶高調波ミキサの回路レイアウトが可能になり、チップサイズを縮小することができるのである。

上記高周波帯域通過フィルタ 23， 47における本来の目的は、周波数 f 6 0GHz〜62GHz)の信号を通過させ、その近傍周波数成分の不要な信号、特に周波数 2 X f _ω ( 59 G Hz)の周波数成分と周波数 2 X f _ω ( 59 G Hz)—周波数 f _IP(lGHz~3GHz) (=56GHz〜58 GHz)との周波数成分を持つ信号を大きく減衰させることである。しかしながら、発明者らは、高周波帯域通過フィルタ 23, 47の上述のような周波数 f_L。（ 29. 5 GHz)における透過損は 2 0 dB程度、反射損は 0 dBであり、反射位相角は一 180 °となる特性を利用して、偶高調波ミキサを設計する上で必要となる回路の一部を高周波帯域通過フィルタ 23, 47担わせることを考え、本発明に至ったのである。

次に、上記高周波帯域通過フィルタ 47について、図 4に従って詳細に説明する。高周波帯域通過フィルタ 47は伝送線路 121〜伝送線路 124によって概略構成されている。そして、伝送線路 121, 122は入力回路あるいは出力回路を構成し、それらの先端 125, 126は入力端子あるいは出力端子として機能する。また、伝送線路 123, 124は、通過信号の中心周波数での波長えに対して約 1 / 2 λの長さを有しており、マイクロストリップ線路共振器としての開放線路共振器を構成している。

上記伝送線路 121の一部と伝送線路 123の一部とは並行に配置されて、容量結合している。同様に、伝送線路 122の一部と伝送線路 124の一部とは平行に配置されて容量結合している。また、伝送線路 123の一部と伝送,線路 12 4の一部とは平行に配置 (楕円 128の部分）されて容量結合している。さらに、伝送線路 121の一部と伝送線路 122の一部とは並行に配置 (楕円 127の部分）されて、容量結合およぴ磁気結合している。

上記構成をより解り易くするために、図 5に、図 4に示す高周波帯域通過フィルタ 47を略等価な集中定数て表した回路図を示す。共振器 129および共振器 130は、図 4における伝送線路 123および伝送線路 12 に一致する。また、容量 131は、図 4における伝送線路 121と伝送線路 123との容量結合を表している。また、容量 132は、伝送線路 122と伝送線路 124との容量結合を表している。さらに、容量 1 3 3は、図 4における伝送線路 1 2 3と伝送線路 1 2 4との容量結合 1 2 8を表している。また、楕円 1 3 4で示す結合は、図 4 における楕円 1 2 7で示す容量結合および磁気結合を表している。

次に、図 5に従って、上記高周波帯域通過フィルタ 4 7の動作について説明する。フィルタの通過帯域内の周波数を有する信号に対しては、共振器 1 2 9 , 1 3 0のインピーダンスが非常に大きくなる。したがって、入力端子 1 3 5あるいは入力端子 1 3 6から入力された信号は容量 1 3 1， 1 3 2， 1 3 3を通過することができる。これに対して、フィルタの通過帯域から大きく離れた周波数を有する信号に対しては、共振器 1 2 9 , 1 3 0のインピーダンスが小さくなる。したがって、上記信号は容量 1 3 3を通過できずに反射される。一方、フィルタの通過帯域から僅かに離れた周波数を有する信号の場合には、容量 1 3 1， 1 3 2 , 1 3 3を通過する信号の位相と結合 1 3 4を通過する信号の位相とが逆になつて互いに打ち消し合うことになる。すなわち、フィルタの通過帯域のすぐ近傍に大きな減衰極が形成されることになり、急峻なフィルタ特性を得ることができるのである。

したがって、本実施の形態に、上記高周波帯域通過フィルタ 4 7を用いることによって、より小型で優れた特性を有するフィルター体型偶高調波ミキサを実現することができるのである。

尚、上記高周波帯域通過フィルタ 4 7においては、図 4における結合 1 2 7を、図 5に示す結合 1 3 4のごとく容量結合と磁気結合とで構成することによって、通過帯域のすぐ近傍で急峻な減衰特性を実現するようにしている。しかしながら、容量結合およぴ磁気結合の何れか一方のみで構成した場合であっても、上記両結合で構成した場合よりも減衰特性は劣るものの、本実施の形態としての効果を十分に得ることはできる。

上記高周波帯域通過フィルタ 2 3， 4 7は、図 2に示すものに限定されるものではなく、周波数 ί RPの信号を通過させ、その近傍周波数帯域の不要な信号を大きく減衰させるという本来の目的を達成する特性を有し、且つ、周波数。の信号に対しては、透過損が大きくて反射損が小さい特性を有するものであれば、他の形状や構造であってもよい。周波数。に対する透過損が大きいほど本明の効果があるが、その目安としては 2 OdB以上であればよレ、。但し、本発明における伝送線路の最適長はフィルタの構造に依存するため、別の構造の高周波帯域通過フィルタを用いる場合は、接続点 Xから上記図中右側を見たインピーダンスが周波数 f L。の場合に 0になるように伝送線路の長さを設定する必要がある。尚、図 2においては、マイクロストリップ線路を用いた場合を例に示したが、コプレーナ泉路ゃグランドコプレーナ線路を用いてもよい。また、中間周波信号を高周波信号に変換するアップコンバータとしての機能を説明したが、高周波信号を中間周波信号に変換するダウンコンバータとしても用いることができる。上記ァンチパラレルダイォードペア 4 1の縦断面を図 6に示す。ァンチパラレルダイォードペア 4 1は、逆極性の 2個のダイオード 6 1 , 6 2を並列接続することによって構成されている。そして、両方のダイオード（図 6においてはダイオード 6 1で代表している）は以下のような構成を有している。すなわち、半絶縁性砒化ガリゥム基板 6 3上に、キヤリァ濃度が 5. 0 X 1 0¹⁸cm—³で厚さが 50 Onmの n+GaAs層 64、キャリア濃度が 3. 0 X 1 0¹⁸cnf³で厚さが 2 Ontnの n⁺ GaI nP)i6 5, キャリア濃度が 3. 0 X 1 0¹⁶ctrf³で厚さが 70 Onmの TGaAs 層 6 6が、順次ェピタキシャル成長されている。さらに、 n⁺GaAs層 64上には、 AuGe/Ni/Auで成るォーミック電極 6 7及び配線金属 6 8が形成されている。また、 n— GaAs層 6 6上には、 Ti/Pt/Auで成るショットキー電極 6 9おょぴ配 #泉金属 70が形成されている。以上のような本実施の形態におけるダイォ一ドのショットキ一電極の面積は、 6 mX 7 μπιである。尚、 7 1は接地金属である。

以上のように、本実施の形態においては、偶高調波ミキサ 2 1と高周波帯域通過フィルタ 2 3， 47との一端を伝送線路 2 2， 46を介して接続して、フィルタ一体型偶高調波ミキサを構成している。また、偶高調波ミキサ 2 1を、 2つのダィォードを夫々の極性を逆にして並列接続して成るァンチパラレルダイォードぺァ 2 5, 4 1と、このアンチパラレルダイォードペア 25, 4 1の一端に接続された中間周波信号用伝送線路 2 7， 4 3と、アンチパラレルダイォードペア 2 5, 4 1の他端に接続された先端短絡スタブ 26, 4 2と、アンチパラレルダイォードペア 25, 4 1と先端短絡スタブ 2 6, 4 2との接続点 3 2に接続された局部発振信号用伝送線路 2 8 , 4 4で構成している。

その際に、上記高周波帯域通過フィルタ 2 3 , 4 7は、伝送線路 2 2， 4 6の実効長を適当に設定することによって、周波数 f ppの信号を通過させる一方、その近傍周波数成分の不要な信号を大きく減衰させる特性に加えて、周波数 ί _ωにおける透過損は 2 0 dB程度、反射損は 0 dBであり、反射位相角は _ 1 8 0 °となる特性を有している。したがって、偶高調波ミキサ 2 1と伝送線路 2 2 , 4 6との接続点 2 4， Xから伝送線路 2 2 , 4 6側を見たインピーダンスが、局部発振信号の周波数。に対して略 0になっている。つまり、接続点 2 4， Xは、周波数 f L。に対して略接地の条件に等しいのである。

そのために、上記局部発振信号用端子 3 3， 5 1から局部発振信号用伝送線路

2 8 , 4 4に入力された周波数 f _ωの局部発振信号の電圧は、総てアンチパラレルダイォードペア 2 5， 4 1に掛ることになる。そして、中間周波信号用端子 3 1 , 5 0から中間周波信号用伝送線路 2 7 , 4 3に入力された周波数 f _IFの中間周波信号と、ァンチパラレルダイォードペア 2 5 , 4 1内で混合され、 f _RF= 2 X f _L0+ f _IFの周波数成分の信号のみが高周波帯域通過フィルタ 2 3， 4 7を通過して高周波信号用端子 3 4 , 5 2から出力されるのである。

すなわち、本実施の形態によれば、従来の偶高調波ミキサに設けられている周波数 f L。に対して等価的な接地を与えるための線路長が約 1 mmの先端開放スタブを削除することができる。こうして、偶高調波ミキサと高周波帯域通過フィルタとの間の接続部を簡素化し、図 2に示すように、フィルタ一体型偶高調波ミキサの回路レイァゥトを非常にコンパクトにすることができる。したがって、チップサイズを縮小することができるのである。

また、本実施の形態のごとく、上記偶高調波ミキサ 2 1と高周波帯域通過フィルタ 2 3， 4 7と伝送線路 2 2 , 4 6とが一つの砒化ガリゥム基板 5 3上に一体ィ匕して構成されている。したがって、ミリ波帯等の周波数が非常に高い場合であつても、高周波帯域通過フィノレタ 2 3 , 4 7と偶高調波ミキサ 2 1との接続部における信号の損失を極力少なくできるのである。

■第 2実施の形態

図 7は、本実施の形態のフィルター体型偶高調波ミキサにおける構成を示す図である。本フィルター体型偶高調波ミキサは、上記第 1実施の形態に示すフィルター体型偶高調波ミキサと本質的には同じである。すなわち、偶高調波ミキサ 8 1 ,伝送線路 8 2 ,高周波帯域通過フィルタ 8 3 ,ァンチパラレルダイォードペア

8 4 ,先端短絡スタブ 8 5 ,中間周波信号用伝送線路 8 6 ,局部発振信号用伝送；線路 8 7 ,キャパシタ 8 8 ,中間周波信号用端子 8 9 ,局部発振信号用端子 9 0およぴ高周波信号用端子 9 1は、上記第 1実施の形態において図 1に示す偶高調波ミキサ 2 1，伝送線路 2 2 ,高周波帯域通過フィルタ 2 3 ,ァンチパラレルダイォードペア 2 5 ,先端短絡スタブ 2 6 ,中間周波信号用伝送線路 2 7，局部発振信号用伝送線路 2 8 ,キャパシタ 2 9，中間周波信号用端子 3 1 ,局部発振信号用端子 3 3および高周波信号用端子 3 4と同じである。

本実施の形態においては、上記偶高調波ミキサ 8 1と伝送線路 8 2との接続点

9 2で、周波数 f の信号に対して偶高調波ミキサ 8 1と伝送線路 8 2との整合をとるために、アンチパラレルダイオードペア 8 4の一端と接続点 9 2との間に伝送線路 9 3を追加し、ァンチパラレルダイォードペア 8 4の他端と先端短絡スタブ 8 5と局部発振信号用伝送線路 8 7との接続点 9 4との間に伝送線路 9 5を追加し、接続点 9 2に先端開放スタブ 9 6を追カ卩した点が異なる。尚、上記伝送線路 9 3 , 9 5と先端開放スタブ 9 6とは、通常周波数 ί に対して、 0. 0 5波長〜 0. 1 0波長程度の短い長さのもので実現できる。したがって、フィルター体型偶高調波ミキサの回路レイアウトゃチップサイズの拡大が最小限に抑えられる。

'第 3実施の形態

本実施の形態は、上記第 1，第 2実施の形態におけるフィルター体型偶高調波ミキサを送信機と受信機とに用いた高周波無線通信装置に関する。図 8は、本高周波無線通信装置におけるブロック図である。図 8において、送信機 1 0 1は、変調信号源 1 0 3，フィ/レタ一体型偶高調波ミキサ 1 0 4，パワーアンプ 1 0 5 ，アンテナ 1 0 6および局部発振信号源 1 0 7で構成されている。尚、フィルター体型偶高調波ミキサ 1 0 4は、ァップコンバータとしての偶高調波ミキサ 1 0 8 と伝送線路 1 0 9と高周波帯域通過フィ /レタ 1 1 0で構成されている。また、受 0 2は、チューナ 1 1 1，フィルター体型偶高調波ミキサ 1 1 2 ,ローノィ L 3，アンテナ 1 1 4及び局部発振信号源 1 1 5で構成されている。尚、フィルタ一体型偶高調波ミキサ 1 1 2は、ダウンコンバータとしての偶高調波ミキサ 1 1 6と伝送線路 1 1 7と高周波帯域通過フィルタ 1 1 8で構成されている。ここで、変調信号源 1 0 3は、映像やデータを出力するものであり、例えば、放送衛星や通信衛星の中間周波数信号を示す。

上記構成を有する高周波無線通信装置は、以下のように動作する。すなわち、送信機 1 0 1の変調信号源 1 0 3で生成される中間周波信号は 1 GHzから 3 G Hzの間を占めており、フィルター体型偶高調波ミキサ 1 0 4の中間周波信号用端子（3 1 , 5 0 , 8 9に相当）に入力される。一方、局部発振信号源 1 0 7で生成される局部発振信号は周波数 2 9 . 5 GHzの正弦波であり、フィルター体型偶高調波ミキサ 1 0 4の局部発振信号用端子（3 3， 5 1， 9 0に相当）に入力される。そして、上記中間周波信号と局部発振信号とはフィルター体型偶高調波ミキサ 1 0 4内で混合される。こうして、フイノレター体型偶高調波ミキサ 1 0 4において発生する信号のうち周波数 6 0 GHzから 6 3 GHzの間の高周波信号のみが出力され、パワーアンプ 1 0 5で増幅され、アンテナ 1 0 6から高周波電波 1 1 9として放射される。

上記放射された高周波電波 1 1 9は、上記受信機 1 0 2のアンテナ 1 1 4で受信されて受信機 1 0 2の高周波信号となり、ローノイズアンプ 1 1 3で増幅される。さらにフィノレター体型偶高調波ミキサ 1 1 2の高周波信号用端子（3 4 , 5 2 , 9 1に相当）に入力される。一方、局部発振信号源 1 1 5で生成された周波数 2

9 . 5 G Hzの正弦波の信号は、フィルター体型偶高調波ミキサ 1 1 2の局部発振信号用端子に入力される。そして、高周波信号は、フィルター体型偶高調波ミキサ 1 1 2の内部で局部発振信号と混合され、再び周波数 1 G Hzから 3 GHzの間の中間周波信号に変換される。こうして得られた中間周波信号はチューナ 1 1 1 に入力されて、所望の情報に変換される。

上述したように、上記フィルタ一体型偶高調波ミキサ 1 0 4およぴフィルター体型偶高調波ミキサ 1 1 2は、上記第 1，第 2実施の形態における偶高調波ミキサを用いており、フイノレタ一体型偶高調波ミキサ 1 0 4とフィルタ一体型偶高調波ミキサ 1 1 2として全く同じ構成のものを使用することが可能である。また、パワーアンプ 1 0 5とローノイズアンプ 1 1 3、アンテナ 1 0 6とアンテナ 1 1 4、局部発振信号源 1 0 7と局部発振信号源 1 1 5は、夫々同じ構成のものを用いてもよい。

上記送信機 1 0 1を構成するフィルター体型偶高調波ミキサ 1 0 4，パワーァンプ 1 0 5および局部発振信号源 1 0 7は、それらの総てまたは一部分を、一つの半導体チップ上に集積してもよい。特に、フィルタ一体型偶高調波ミキサ 1 0 4およびパワーアンプ 1 0 5を集積化した場合には、それらの接続部における損失が著しく低減でき、所定の送信電力を出力するために必要なパヮーァンプの利得が小さくなる。その結果、送信機の小型および低消費電力化が可能になる。同様に、受信機 1 0 2を構成するフィルタ一体型偶高調波ミキサ 1 1 2 ,ローノィズアンプ 1 1 3および局部発振信号源 1 1 5の総てあるいは一部分を、一つの半導体チップ上に集積してもよい。

Claims

請求の範囲

1. 偶高調波ミキサ（21， 81)と高周波帯域通過フィルタ（23, 47, 83) とが伝送線路（22, 46, 82)で接続されたフィルタ一体型偶高調波ミキサであつて、

上記偶高調波ミキサ（21, 81)と伝送線路（22, 46, 82)との接続点、（24， X, 92)から見た上記伝送線路（22, 46, 82 )側のインピーダンスが、上記偶高調波ミキサ（21， 81)に入力される局部発振信号の周波数（ί_ω)に対して略短絡となるように、上記伝送線路（22, 46, 82)の長さが設定されていることを特徴とするフィルタ一体型偶高調波ミキサ。

2. 請求項 1に記載のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、

上記伝送線路（22, 46, 82)と高周波帯域通過フィルタ（23， 47, 83)とを一体とした回路における上記局部発信号の周波数（ί_ω)での透過損は 2 OdB 以上であり、反射損は略 OdBであり、反射位相角は略一 180°であることを特徴とするフィノレター体型偶高調波ミキサ。

3. 請求項 1に記載のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、

上記偶高調波ミキサ（ 21 , 81 )は、少なくともアンチパラレルダイオード（ 2 5, 41, 84)と先端短絡スタブ（26, 42, 85 )を含んで構成されていることを特徴とするフィルタ一体型偶高調波ミキサ。

4. 請求項 3に記載のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、

半導体基板上（53)に形成されていることを特徴とするフィルタ一体型偶高調波ミキサ。

5. 請求項 1に記載のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、

上記高周波帯域通過フィルタ（47)は、マイクロストリップ線路共振器（12 3, 124)を有していることを特徴とするフィルタ一体型偶高調波ミキサ。

6 . 請求項 1に記載のフィルター体型偶高調波ミキサにおいて、

上記高周波帯域通過フィルタ（4 7 )は、マイクロストリップ線路で構成された入力回路と出力回路を有しており、

上記入力回路と出力回路とは、容量結合および磁気結合のうちの少なくとも一方によつて結合されていることを特徴とするフィルター体型偶高調波ミキサ。

7. 請求項 1に記載のフィルター体型偶高調波ミキサを用いたことを特徴とする高周波無/線通信装置。