WO2004112075A1 - マルチキャリア通信方法及びその通信装置 - Google Patents

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WO2004112075A1
WO2004112075A1 PCT/JP2004/008366 JP2004008366W WO2004112075A1 WO 2004112075 A1 WO2004112075 A1 WO 2004112075A1 JP 2004008366 W JP2004008366 W JP 2004008366W WO 2004112075 A1 WO2004112075 A1 WO 2004112075A1
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PCT/JP2004/008366
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Kenichi Miyoshi
Jun Cheng
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04L1/0026—Transmission of channel quality indication

Definitions

  • the present invention relates to a multi-carrier communication method and a multi-carrier communication device.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • CDMA Code Division Multiple Access
  • the problem is that it cannot be used for multi-carrier communication other than the CDMA method that does not use a spreading chip because it prevents collapse of the signal.
  • the technique described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-3332724 has a problem of frequency selective fading per spreading chip. It is doubtful that the same effect will be achieved even if they are arranged two-dimensionally in the same way.
  • multi-carrier signals are usually subjected to error correction coding such as turbo coding and convolutional coding.
  • the arrangement must be considered in units of code blocks generated by the encoding process. Therefore, when arranging code blocks in two dimensions, it is necessary to consider not only the frequency selective fading but also the effects of multipath and fading.
  • the error rate characteristics of error correction codes such as turbo codes and convolutional codes are based on the reception quality of code blocks generated by error correction coding processing.
  • the likelihood for each bit depends on the quality of each symbol after modulation, that is, the SNR (Signal to Noise Ratio) and the like.
  • SNR Signal to Noise Ratio
  • FEC error correction
  • a 200-bit signal is converted by the FEC coding process. Since the QPSK symbol is generated and transmitted with 2 bits per symbol, 100 symbols of the QPSK symbol are transmitted.
  • the transmitted QPSK symbol is received by the receiver via the propagation path, but if the SNR changes for each QPSK symbol, the likelihood changes for every two bits after decoding. Become.
  • the FEC performance is degraded due to the data quality variation as described above, even if the average reception quality of the received signal, for example, the SNR has the same value, the SNR variation for each symbol in the code block is large. In this case, there is a problem that the error rate characteristic of the signal after error correction is deteriorated.
  • the deterioration of the error rate characteristic due to the variation of the SNR for each symbol in such a code block is a particularly serious problem in a mobile communication system using OFDM signals.
  • the SNR fluctuates due to fading in the time axis direction, and frequency selective fading due to multipath occurs in the frequency axis direction. This is because the SNR fluctuates.
  • the fluctuation in the time axis becomes larger as the moving speed of the receiver becomes faster, while the fluctuation in the frequency axis becomes larger as the maximum delay time of the multipath signal between the transmitter and the receiver increases. It has the characteristic of becoming larger.
  • interference from other cells greatly varies for each subcarrier and for each symbol of the OFDM signal. Therefore, especially in celledges, the SNR of each symbol in one frame of the OFDM signal varies greatly, and the reception performance of the OFDM signal deteriorates. Disclosure of the invention
  • An object of the present invention is to improve the error correction rate of a multicarrier signal by arranging a code block generated by error correction coding processing not only in a time axis direction but also in a frequency axis direction. It is an object of the present invention to provide a multi-carrier communication method for adjusting the arrangement in units of code blocks according to the reception state of the multi-carrier communication apparatus and a multi-carrier communication apparatus used in the method.
  • a multi-carrier communication method includes: an encoding step of performing an error correction encoding process on a multi-carrier signal; and a transmitting step of transmitting the multi-carrier signal subjected to the error correction encoding process.
  • an arrangement adjusting step of adjusting the arrangement of the code blocks generated by the above.
  • the reception state is analyzed based on a Doppler frequency and a delay profile of the received multi-carrier signal.
  • the reception state is analyzed based on a signal power to interference power ratio for each symbol of the received multicarrier signal.
  • a multicarrier communication apparatus includes: an encoding processing unit that performs error correction encoding processing on a multicarrier signal; and an error correction code according to an analysis result of a reception state of the multicarrier signal. Arrangement means for adjusting the arrangement of the code blocks generated by the conversion processing, and transmission means for transmitting the multicarrier signal whose arrangement has been adjusted.
  • the multi-carrier communication apparatus preferably includes a plurality of the arrangement adjustment units, and a scheduler for scheduling the plurality of the multi-carrier signals whose arrangement is adjusted.
  • Fig. 1A is a diagram showing the relationship between the variation in reception quality of each symbol in the code block and its error rate characteristic.
  • FIG.1B is a diagram showing an aspect of the reception quality when the reception quality of each bit in the code block varies greatly
  • FIG. 1C is a diagram showing an aspect of the reception quality when the fluctuation of the reception quality for each bit in the code block is small
  • FIG. 1D is a diagram showing an aspect of reception quality of additive white Gaussian noise (AW G N: Additive White Gaussian noise).
  • AW G N Additive White Gaussian noise
  • FIG. 2 is a diagram showing an aspect of one frame of an OFDM signal used in Embodiment 1 of the present invention
  • FIG.3A is a diagram showing a mode in which data in one frame of an OFDM signal is arranged in the frequency axis direction when variation in reception quality in the frequency axis direction is small in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3B shows that reception quality changes in the time axis direction according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing a mode in which data in one frame of an OFDM signal is arranged in the time axis direction when the motion is small.
  • FIG.3C is a diagram showing a mode in which data in one frame of an OFDM signal is appropriately arranged according to variation in reception quality in the frequency axis direction and the time axis direction in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 4A is a diagram showing an example in which a code block is not arranged in a specific subcarrier in one frame in Embodiment 1 of the present invention
  • FIG.4B is a diagram showing an example of an arrangement obtained by modifying the form of the code block consisting of 10 symbols in one frame in the first embodiment of the present invention
  • FIG. 4C is a diagram showing an arrangement example in which the size (number of symbols) of a code block is appropriately changed according to the characteristics of an error correction code according to Embodiment 1 of the present invention
  • FIG. FIG. 13 is a diagram showing an example in which in Embodiment 1, one code block is divided and placed at distant positions, that is, two code blocks of 5 symbols are placed apart from each other.
  • FIG.4E is a diagram showing an example in which, when the same OFDM signal is transmitted to a plurality of receivers in Embodiment 1 of the present invention, code blocks are arranged according to the reception state of each receiver. ,
  • FIG.4F shows an example of arrangement in which, when transmitting the same OFDM signal to two receivers in Embodiment 1 of the present invention, 50 symbols are dispersed in one frame and assigned to each receiver.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of arrangement of code blocks in one frame of an OFDM signal when there are a plurality of receivers used in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing configurations of a transmitter and a receiver used in Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a format table referred to when determining the arrangement of code blocks in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a receiver used in Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a transmitter and a receiver used in Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a transmitter and a receiver used in Embodiment 4 of the present invention.
  • the gist of the present invention is that the analysis result of the reception state of the multicarrier signal is fed back to the transmitter, and the reception state of the same code block generated by the error correction coding process of the multicarrier signal becomes uniform.
  • the reception state of the same code block generated by the error correction coding process of the multicarrier signal becomes uniform.
  • it is arranged not only in the time axis direction but also in the frequency axis direction.
  • Fig. 2 shows an OFDM signal in which one frame has a total of 100 symbols of 10 symbols in the time axis direction and 10 symbols in the frequency axis direction.
  • Embodiment 1 will be specifically described below, taking as an example the case of transmitting and receiving OFDM signals using the 100 symbols as one frame.
  • a code block generated by performing error correction coding on an OFDM signal is composed of 10 symbols
  • 10 code blocks can be arranged in one frame.
  • the SNR fluctuation (reception state) of each symbol in one frame is measured by observing the Doppler frequency and the delay profile. Analyze and adjust the placement of code blocks in one frame of the OFDM signal transmitted thereafter based on the analysis results By doing so, the fluctuation of the SNR for each symbol in the code block is reduced.
  • the code blocks may be arranged in a form of 5 symbols in the time axis direction where the movement is small, and 2 symbols in the frequency axis direction where the fluctuation of the SNR is large.
  • the arrangement of the code blocks in one frame of the OFDM signal is appropriately adjusted such that the actual reception state of the OFDM signal is analyzed and the SNR variation between symbols in the code block is reduced according to the analysis result. do it.
  • the following is an example of the arrangement of code blocks in one frame.
  • FIG. 4A shows an example in which no code block is allocated to a specific subcarrier in one frame.
  • FIG. 4B shows an example of an arrangement in which the form of a code block composed of 1 ° symbols in one frame is modified. For example, as shown in the frequency axis direction and the time axis direction, each code block consisting of 10 symbol x 1 symbol, 5 symbol x 2 symbol, and 2 symbol x 5 symbol may be mixed. According to this arrangement example, it is possible to adapt even if the amount of variation in the SNR for each symbol in one frame changes locally.
  • FIG. 4C shows an arrangement example in which the size (number of symbols) of a code block is appropriately changed according to the characteristics of the error correction code. Since the error correction rate of a turbo code or the like increases as the number of symbols of the code block increases, the code block may be increased as long as it can be arranged in one frame. In FIG. 4C, seven code blocks of 10 symbols and one code block of 30 symbols are mixed.
  • FIG. 4D shows an example in which one code block is divided and separated, that is, two code blocks each including 5 symbols are separated and arranged (see the hatched portion in FIG. 4D). According to this arrangement example, it is possible to adaptively cope with a case where a portion where the reception state is approximated appears separately in one frame.
  • FIG. 4E shows an example where, when transmitting the same OFDM signal to a plurality of receivers, code blocks are arranged according to the reception state of each receiver. According to this arrangement example, it is possible to arrange code blocks according to the reception state of each receiver, and it is possible to improve the error rate characteristics of all receivers.
  • FIG. 4F shows an example of arrangement in which 50 symbols are dispersed and assigned to each receiver in one frame when the same OFDM signal is transmitted to two receivers. According to this arrangement example, it is only necessary to appropriately select 50 symbols having an approximate SNR value in one frame, and configure a code block with the selected 50 symbols. Accordingly, it is possible to improve the error rate characteristics of all receivers.
  • FIG. 4E shows an example where, when transmitting the same OFDM signal to a plurality of receivers, code blocks are arranged according to the reception state of each receiver. According to this arrangement example, it is possible to arrange code blocks according to the reception state of each receiver, and it is possible to improve the error rate characteristics of all receivers.
  • a receiver 1 is a mobile communication terminal device that moves at a high speed and is in a receiving state where the influence of multipath is small.
  • the receiver 2 is a mobile communication terminal device that moves at a low speed and is in a receiving state that is greatly affected by multipath.
  • the receiver 3 is a mobile communication terminal device that moves at a medium speed, and is in a medium reception state with the influence of multipath.
  • code blocks are arranged in one frame in accordance with the reception state of each of these receivers, it is preferable that code blocks are arranged continuously in the frequency axis direction for receiver 1, and receiver 2 is preferably arranged for It is preferable that code blocks are arranged continuously in the time axis direction.
  • code blocks are continuously arranged for 5 symbols in the time axis direction and continuously for 2 symbols in the frequency axis direction. The mode of arrangement is preferable.
  • One frame of OFDM signal can be generated by frequency division multiplexing (FDMA) of the code blocks arranged for each of these three receivers. Note that the OFDM signal generated in this way is composed of 10 symbols in the time axis direction and 30 symbols in the frequency axis direction, for a total of 300 symbols, as one frame.
  • FDMA frequency division multiplexing
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a transmitter (a) and a receiver (b) used in one-to-one OFDM communication.
  • the transmitter 500 includes a block division section 501, an error correction coding section 502, a code block arrangement section 503, an OFDM transmission processing section 504, a transmission radio frequency (RF) section 505, It comprises a reception RF section 506, a request format detection section 507, a frame format determination section 508, and an antenna element 509.
  • the receiver 550 includes a reception RF section 551, an OFDM reception processing section 552, a code block rearrangement section 553, an error correction decoding section 554, and a maximum Doppler frequency detection section 55.
  • Time axis fluctuation prediction value calculation section 5 56 Time axis fluctuation prediction value calculation section 5 56, delay profile detection section 5 57, frequency axis fluctuation prediction value calculation section 5 58, fluctuation amount comparison section 5 59, request format determination section 5 6 0 , A required format transmitting section 561, a transmitting RF section 562, and an antenna element 563.
  • the transmission data is divided into a predetermined size corresponding to a code block by the block division unit 501 in accordance with an instruction from the frame format determination unit 508.
  • the individual transmission data divided by the block division unit 501 is input to an error correction encoding unit 502, where it is subjected to error correction encoding processing such as convolutional encoding and processed into a code block.
  • This code block is input to a code block arranging section 503, where the arrangement is instructed by the frame format determining section 508, that is, the arrangement specified in one frame after being converted into an OFDM signal. It is rearranged to become.
  • the code block input from the code block arrangement unit 503 to the OFDM transmission processing unit 504 is subjected to serial-parallel conversion, IFFT (inverse fast Fourier transform), parallel-serial conversion, and guard interval by the OFDM transmission processing unit 504.
  • serial-parallel conversion IFFT (inverse fast Fourier transform)
  • parallel-serial conversion parallel-serial conversion
  • guard interval by the OFDM transmission processing unit 504.
  • a known process for generating an OFDM signal such as an input signal is performed.
  • the OFDM signal input from the OFDM transmission processing unit 504 to the transmission RF unit 505 is subjected to signal processing such as digital / analog (DZA) conversion, carrier multiplication, amplification, and the like. It is transmitted wirelessly from 509.
  • DZA digital / analog
  • the OFDM signal transmitted from transmitter 500 is received by antenna element 563 of receiver 550 via the propagation path.
  • the OFDM signal received by the antenna element 563 is input to the reception RF section 551, where signal processing such as amplification, frequency conversion, and analog-to-digital (A / D) conversion is performed.
  • the OFDM signal input from the reception RF section 551 to the OFDM reception processing section 552 is subjected to signal processing such as serial-parallel conversion, FFT processing, and parallel-serial conversion, and then code block arrangement.
  • the switching section 553, the maximum Doppler frequency detection section 555, and the delay profile detection section 557 are respectively input.
  • the code blocks included for each frame are rearranged by the code block arranging section 503. It is returned to its original configuration before being replaced.
  • the code blocks extracted by being rearranged to the original arrangement are decoded by a known decoding algorithm such as a Viterbi algorithm in an error correction decoding section 554, decoded, and sequentially output.
  • the OFDM signal is measured by a maximum Doppler frequency detection unit 555 in which the Doppler frequency for each symbol is measured for each frame. Then, the maximum Doppler frequency measured for each symbol is input to the time axis direction fluctuation predicted value calculation section 556, where the fluctuation amount of one frame in the time axis direction is calculated. Further, the time axis direction fluctuation predicted value calculation section 556 predicts the fluctuation amount in the time axis direction of the subsequently received OFDM signal based on the calculated change of the fluctuation amount in the time axis direction. You. The fluctuation amount prediction value in the time axis direction is input to the fluctuation amount comparing section 559.
  • the delay profile detection unit 557 averages the delay time and signal strength of the input OFDM signal for each symbol for each frame, and calculates the distribution of each symbol with respect to the average value. A delay profile is generated for each symbol. This delay profile is input to the frequency-axis direction fluctuation prediction value calculation unit 558, where the OFDM signal received thereafter based on the change of the fluctuation amount in the frequency axis direction of one frame of the OFDM signal is input. Is estimated in the frequency axis direction. Then, the fluctuation amount prediction value in the frequency axis direction is input to the fluctuation amount comparison unit 559.
  • the fluctuation amount comparison unit 559 includes a time axis direction fluctuation amount prediction value for the maximum Doppler frequency input from the time axis direction fluctuation prediction value calculation unit 556, and a frequency axis direction fluctuation prediction value calculation unit 5 5 Is compared with the predicted value of the fluctuation amount in the frequency axis direction for the delay profile input from 8, and the SNR of each symbol in the time axis direction of one frame of the OFDM signal received thereafter is compared. The ratio between the degree of variation and the degree of variation in the same frequency axis direction is calculated. The calculated SNR variation ratio of each symbol in one frame of the OFDM signal is input to the required format determination unit 560.
  • the request format determination unit 560 determines the arrangement of the code blocks that minimizes the variation of the SNR for each symbol in the code block, taking into account one frame of the OFDM signal comprehensively, according to the variation ratio. You.
  • the arrangement of such code blocks is based on a trial-and-error combination of the form of one code block described in the format tables A and B shown in Fig. 7, for example, and performs comprehensive evaluation in one frame each time. Can be determined by FIG. 7 will be described later.
  • the format of the code block arrangement in one frame of the OFDM signal determined by the request format determination unit 560 is a known format while passing through the request format transmission unit 561 and the transmission RF unit 562. After signal processing, the signal is wirelessly transmitted from antenna element 563.
  • the signal wirelessly transmitted from the receiver 550 is received by the antenna element 509 of the transmitter 550, the signal is amplified by the reception RF section 506, and the signal is subjected to frequency conversion and AZD conversion. Signal processing is performed. Then, this transmission signal is input to the request format detection section 507, where the contents of the format are extracted. Further, the extracted format is input to the frame format determining unit 508, where the size of the code block and the arrangement of the code blocks in one frame are specifically determined.
  • the frame format determination unit 508 sends an instruction to the block division unit 501 about the size (number of symbols) of one code block, and the code block arrangement unit 503 An instruction on the arrangement of code blocks in one frame of the OFDM signal is input to each OFDM signal. After that, each of the above-described signal processing is repeatedly performed in each of the above components.
  • FIG. 7 shows an example of the form of one code block that can be used to generate a format for the arrangement of code blocks in one frame of an FDM signal, which is determined by the request format determination section 560. Show.
  • the format table A shows an example of a form of a code block composed of 10 symbols.
  • (T, f)” in the table means “(the number of symbols in the time axis direction, the number of symbols in the frequency axis direction)”.
  • the format table B shows an example of the form of these code blocks in the case where a code block composed of 10 symbol and a code block composed of 20 symbol are mixed.
  • the request format determination unit 560 uses the format table A or the format table B to appropriately combine these code blocks according to the reception state of the OFDM signal, and arrange the code blocks in one frame. Can be determined.
  • the receiver 550 analyzes the reception state of the OFDM signal based on the maximum Doppler frequency and the delay profile. Therefore, it is possible to separately analyze the adverse effects of the multicarrier signal in the frequency axis direction and the time axis direction of the multicarrier signal caused by passing through the propagation path. It is possible to precisely adjust the arrangement of the code packages in the frame.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a receiver used in the multicarrier communication method according to the second embodiment.
  • the receiver calculates the amount of SNR variation for each symbol in the code block of the FDM signal by using its SIR (Signal-to-Interference power Ratio). Based on the power ratio), the arrangement of code blocks is determined.
  • SIR Signal-to-Interference power Ratio
  • the receiver 750 is the same as the receiver 550, except that the maximum Doppler frequency detector 555, the time-axis fluctuation prediction value calculator 556, the delay profile detector 557, the frequency axis fluctuation prediction value is calculated. Instead of the unit 558 and the variation comparison unit 559, the received SIR prediction unit for each symbol 701, 1X10 SIR variance calculation unit at the time of mapping 702, SIR variance calculation unit at the time of 5X2 mapping It is provided with a SIR variance calculation unit 704 and an SIR variance value comparison unit 705 at the time of 703, 10 X 1 matching.
  • these three SIR variance calculation units 720, 703, and 704 include a rearrangement unit 721, an average SIR calculation unit for each code block 722, and an SIR variance calculation unit for each code block 72. 3 and SIR variance averaging section 7 2 4 respectively.
  • the OFDM signal output from the OFDM reception processing section 552 is accumulated for one frame, and the SIR is measured for all symbols included therein. Then, when the SIR for all the symbols obtained by the measurement is 1 ⁇ 10 mapping, the SIR variance calculation unit 702, when mapping 5 ⁇ 2, the SIR variance calculation unit 703 and when the 10 ⁇ 1 mapping SIR variance calculation Input to the sections 704 respectively.
  • the SIR variance calculator 702 inputs the input SIR for each symbol to the rearranger 721.
  • the code blocks are arranged as shown in FIG. 3A. According to this assumption, after the SIR for each symbol is divided for each code block, this code block
  • the SIR for each code block is sequentially input in parallel to the code block average SIR calculation section 722 and the code block per SIR variance calculation section 723.
  • the average SIR calculator for each code block 722 calculates the average of the SIR for each code block.
  • this average SIR is calculated by the SIR variance calculation unit for each code block 7 2 3 Is input to The per-code-block SIR variance calculator 723 calculates the variance for each code block based on the input average SIR and the SIR of each symbol in the code block corresponding to the average SIR.
  • the SIR variance for each code block is input to the SIR variance averaging unit 724, where the SIR variance for each code block for one frame is accumulated and averaged.
  • the averaged SIR variance for each code block for one frame is sequentially input to the SIR variance value comparison unit 705 as an SIR variance value.
  • the signal processing similar to the signal processing in the SIR variance calculation unit at the time of this 1 ⁇ 10 mapping is performed by the SIR variance calculation unit at the time of 5 ⁇ 2 mapping and the SIR variance calculation unit at the time of mapping.
  • the SIR variance value is input to the SIR variance value comparison unit 705.
  • the SIR variance comparison unit 705 the SIR variance calculation unit 702 at the time of 1 ⁇ 10 rubbing, the SIR variance calculation unit 702 at the time of 5 ⁇ 2 rubbing, and the SIR variance calculation unit at the time of 10 ⁇ 1 mapping
  • the SIR variance values input from 04 are compared with each other, and the arrangement of code blocks in one frame is selected so that the SIR variance value is minimized.
  • the arrangement of the selected code blocks is notified to the request format determination unit 560, and then the format of the arrangement of the code blocks is wirelessly transmitted to the transmitter 500 as in the first embodiment.
  • the reception state of a multicarrier signal is analyzed based on the SIR for each symbol, so that the reception state can be analyzed in detail.
  • the error correction rate of the multicarrier signal can be reliably increased.
  • the three SIR variance calculators 72, 703, and 704 are assumed on the assumption that a code block composed of 10 symbols is arranged in one frame of the FDM signal.
  • the present invention is not limited to this case. For example, if multiple code blocks can be contained in one frame of an OFDM signal, the size of the code block Or the form may be changed, or the number of SIR distributed calculation units may be increased.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier communication apparatus according to Embodiment 3.
  • the receiver in one-to-one OFDM communication, the receiver does not analyze the reception state of the OFDM signal, transmits information on the reception state to the transmitter, and the transmitter performs the operation based on the information.
  • the arrangement of code blocks in one frame of the OFDM signal is determined.
  • the transmitter 800 includes a channel information detector 807 instead of the request format detector 507 in the transmitter 500.
  • the channel information detection unit 807 analyzes the reception state of the OFDM signal transmitted from the receiver 850 based on the following information on the reception state, thereby arranging the code blocks in one frame of the OFDM signal. To determine.
  • the information on the reception state of this OFDM signal includes the maximum Doppler frequency, delay profile, maximum delay time, the number of delayed waves, the delay time of each path and the power of each path, and the channel estimation value for each subcarrier. is there.
  • the receiver 850 has the same configuration as the receiver 550, except that the predicted time axis fluctuation value calculation section 556, the predicted frequency axis fluctuation value calculation section 558, the fluctuation amount comparison section 559, and the required format.
  • a channel information generating unit 859 and a channel information transmitting unit 861 are provided instead of the determining unit 5600 and the request format transmitting unit 561.
  • Channel information generating section 859 and channel information transmitting section 861 generate the above-mentioned information on the reception state of the FDM signal, and transmit these pieces of information to transmitter 800 by radio.
  • the multicarrier communication method and the communication device it is possible to separately analyze the adverse effect of the multicarrier signal on the frequency axis and the adverse effect on the time axis caused by passing through the propagation path. Based on these analysis results, the arrangement of code blocks in one frame of the multicarrier signal can be finely adjusted, and the load of signal processing on the receiver can be reduced. Therefore, the configuration of the receiver can be simplified, and the receiver can be made lighter and smaller.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a multicarrier communication apparatus according to Embodiment 4.
  • a plurality of receivers simultaneously perform OFDM communication with one transmitter.
  • the transmitter 900 has an OFDM transmission processing section 504, a transmission RF section 505, a reception RF section 506, an antenna element 509, a scheduler 923, a multiplexing section 922, and a plurality of code blocks. And a conversion unit 920. Also, the code block unit 920 includes a block division unit 501, an error correction coding unit 502, a code block arrangement unit 503, a request format detection unit 507, and a frame format determination unit 50. 8. Equipped with the same number as the number of receivers that are equipped with the separation unit 921 and the SIR information acquisition unit 922, and perform communication at the same time.
  • the receiver 950 further includes, in addition to the components included in the receiver 550, a reception SIR detection section 971, a reception SIR information transmission section 972, and a multiplexing section 973.
  • the OFDM signal is input from the OFDM reception processing section 552 to the reception SIR detection section 971.
  • the reception SIR detection section 971 accumulates SIRs of all symbols in one frame of the OFDM signal.
  • the SIR of the symbol for one frame that has been input is input to the reception SIR information transmission unit 972, where it is averaged in units of one frame.
  • This average SIR is input to the multiplexing unit 973, where it is multiplexed with the format for the arrangement of the code blocks input from the request-formatted transmitting unit 561, and then transmitted to the transmitter 900. Sent.
  • the signal wirelessly transmitted from the receiver 950 is received by the transmitter 900, and then is input to the separation unit 921 of the code blocking unit 920.
  • the demultiplexing unit 921 determines whether or not the input signal should be processed in the included code blocking unit 920, and only when a determination result indicating that the signal should be processed is obtained, the Are separated and extracted from the average SIR and the format for the arrangement of the code packs included in the data. Then, the average SIR is input to the SIR information acquisition unit 922, while the format for the arrangement of code blocks is input to the request format detection unit 507.
  • the SIR information acquisition unit 9222 acquires information on the reception state of the OFDM signal in the receiver 9550 based on the input average SIR.
  • the scheduler 923 determines the number of symbols to be assigned to each receiver 950 and the arrangement of code blocks for the next transmission of the OFDM signal based on the information on the reception status of each receiver 950. Is done. This determination in the scheduler 923 is input to the multiplexing unit 924, and is realized by performing desired signal processing here.
  • a plurality of code blocking units 920 corresponding to the arrangement adjusting means are provided, and a scheduler is provided for appropriately selecting and combining outputs from these units. Therefore, when transmitting a multi-carrier signal to multiple receivers, the overall error correction rate increases in consideration of the reception status of all receivers. Thus, the arrangement of the code blocks in the multi-carrier signal can be adjusted.
  • a multi-level modulation scheme may be adopted, and in that case, the code blocks may be arranged by dividing the group into upper bits and lower bits.
  • the actual reception state of a multicarrier signal is analyzed, and the arrangement of code blocks is appropriately adjusted according to the analysis result.
  • the error correction rate of the multi-carrier signal can be reliably improved by adaptively responding to the adverse effect from the signal.
  • the Doppler frequency and the delay profile are simultaneously observed, it is possible to separately analyze the adverse effect in the frequency axis direction and the adverse effect in the time axis direction caused by passing through the propagation path.
  • the arrangement of the code blocks can be finely adjusted based on the analysis results.
  • the reception state of a multicarrier signal is analyzed based on the SIR for each symbol, a more precise analysis result can be obtained, and the error correction rate of the multicarrier signal can be reliably increased. .
  • a scheduler which appropriately selects and combines outputs from a plurality of arrangement adjusting means, when transmitting a multi-carrier signal to a plurality of receivers, all the receivers are used. In consideration of this, it is possible to adjust the arrangement of the code blocks in the multi-carrier signal so that the error correction rate is increased comprehensively.
  • the present invention the actual reception state of a multicarrier signal is analyzed, and the arrangement of code blocks is appropriately adjusted in accordance with the analysis result. Therefore, the present invention is adaptive to the adverse effect from the ever-changing propagation path. Accordingly, the error correction rate of the multicarrier signal can be reliably improved.
  • the present invention can be applied to a multi-carrier transmitting device and a multi-carrier receiving device mounted on a mobile station device, a base station device, and the like in a mobile communication system.

Abstract

マルチキャリア信号の誤り訂正率を改善するため、誤り訂正符号化処理によって生成される符号ブロックを時間軸方向のみならず周波数軸方向にも配置するに際して、マルチキャリア信号の実際の受信状態に応じて符号ブロック単位での配置を調整するマルチキャリア通信方法及びその方法において使用されるマルチキャリア通信装置。本発明に係る方法は、マルチキャリア信号に誤り訂正符号化処理を施す符号化処理ステップと、誤り訂正符号化処理を施された前記マルチキャリア信号を送信する送信ステップと、送信された前記マルチキャリア信号を受信する受信ステップと、受信された前記マルチキャリア信号に基づいて受信状態を分析する分析ステップと、前記分析ステップにおける分析結果に応じて、誤り訂正符号化処理によって生成される符号ブロックの配置を調整する配置調整ステップと、を具備する。

Description

明細書 マルチキヤリァ通信方法及びその通信装置 技術分野
本発明は、 マルチキヤリァ通信方法及びマルチキヤリァ通信装置に関す る。 背景技術
従来、 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) / C DMA (Code Division Multiple Access) 通信システム^:ぉレヽて、 拡散 を二次元に行うことにより受信性能を高める技術が、 例えば特開 20 0 0 - 3 3 2 724号公報に記載されている。 この特開 2000— 3 3 2 7 2 4号公報に記載された技術では、 O FDM/CDMA通信システムにおい て、 拡散コード間の直交性の崩れによって生じるコード間干渉を低減させ るために、 拡散チップを時間.軸方向のみならず周波数軸方向にも配置する しかしながら、 特開 200 0— 3 3 2 7 24号公報に記載された技術は 、 O F DM/C DMA通信システムにおける拡散コードの直行性の崩れを 防止するものであるため、 拡散チップを使用しない CDMA方式以外のマ ルチキャリア通信には利用できない問題がある。 また、 特開 2000— 3 3 2 7 24号公報に記載された技術は、 拡散チップ当たりの周波数選択性 フェージングの影響を問題とするため、 拡散チップよりもはるかに長いシ ンボルについて拡散チップの場合と同様に二次元に配置したとしても同じ ような効果が奏されるか疑問である。 また、 マルチキャリア通信では、 通 常マルチキヤリァ信号にターボ符号化や畳み込み符号化等の誤り訂正符号 化処理が施されるため、 シンポルを二次元に配置する場合には、 誤り訂正 符号化処理によって生成された符号プロック単位で配置を考慮しなければ ならない。 そのため、 符号ブロックを二次元に配置する場合には、 周波数 選択性フェージングのみならずマルチパスやフェージングの影響も考慮す る必要ある。
ところで、 一般にターボ符号や畳み込み符号等の誤り訂正符号の誤り率 特性は、 誤り訂正符号化処理によつて生成された符号ブロックの受信品質
(例えば、 ビット毎の尤度） のばらつき;^小さいほど誤り率が低くなり、 一方でその品質のばらつきが大きいほど誤り率が高くなる （図 1 A〜図 1 D参照） 。
また、 ビット毎の尤度は、 変調後のシンボル毎の品質即ち S NR (Signa 1 to Noise Ratio)等に依存する。 例えば、 1 00ビッ トのデータに対し て符号化率 R = 1/2の誤り訂正 (F E C) 符号化を行って Q P S Kシン ボルで送信する場合には、 F E C符号化処理によって 200ビットの信号 が生成され、 Q P S Kシンボルは 1シンボル当り 2ビッ トで送信されるの で、 Q P S Kシンボルが 1 00シンボル送信されることになる。 送信され た Q P S Kシンポルは伝搬路を経由して受信機に受信されることになるが 、 このとき Q P SKシンボル毎に SNRが変化すると、 復号後では 2ビッ ト毎に尤度が変化することになる。 上記のようなデータの品質のばらつき による F E C性能の劣化が起こると、 たとえ受信した信号の平均受信品質 例えば S NRが同じ値であったとしても、 符号プロックにおけるシンポル 毎の SNRのばらつきが大きい場合には、 誤り訂正後の信号の誤り率特性 が劣化してしまう問題が生じる。
このような符号プロックにおけるシンボル毎の SNRのばらつきによる 誤り率特性の劣化は、 O FDM信号を用いる移動体通信システムでは、 特 に大きな問題となる。 O FDM信号を用いる移動体通信システムでは、 時 間軸方向にはフェージングによって前記 S NRの変動を受けると伴に、 周 波数軸方向にはマルチパスに起因する周波数選択性フェージングによって 前記 S N Rの変動を受けるからである。 このとき、 時間軸方向の変動は、 受信機の移動速度が高速になるほど大きくなり、 一方で周波数軸方向の変 動は、 送信機と受信機との間のマルチパス信号の最大遅延時間が大きくな るほど大きくなるという特徴がある。 また、 他セルからの干渉もサブキヤ リア毎に、 O F D M信号のシンボル毎に大きく変動する。 そのため、 特に セルェッジにおいては、 O F D M信号の 1フレームにおけるシンポノレ毎の S N Rが大きくばらつくことになり、 O F D M信号の受信性能が劣化して しまつ。 発明の開示
本発明の目的は、 マルチキャリア信号の誤り訂正率を改善するため、 誤 り訂正符号化処理によって生成される符号ブロックを時間軸方向のみなら ず周波数軸方向にも配置するに際して、 マルチキヤリァ信号の実際の受信 状態に応じて符号プロック単位での配置を調整するマルチキヤリァ通信方 法及ぴその方法において使用されるマルチキヤリァ通信装置を提供するこ とである。
本発明の一形態によれば、 マルチキャリア通信方法は、 マルチキャリア 信号に誤り訂正符号化処理を施す符号化処理ステップと、 誤り訂正符号化 処理を施された前記マルチキヤリァ信号を送信する送信ステップと、 送信 された前記マルチキャリア信号を受信する受信ステップと、 受信された前 記マルチキヤリァ信号に基づいて受信状態を分析する分析ステップと、 前 記分析ステツプにおける分析結果に応じて、 誤り訂正符号化処理によって 生成される符号プロックの配置を調整する配置調整ステップと、 を具備す る。
前記マルチキャリア通信方法において、 好ましくは、 前記分析ステップ では、 受信された前記マルチキヤリァ信号についてのドッブラ周波数及び 遅延プロファイルに基づいて前記受信状態を分析する。 前記マルチキャリア通信方法において、 好ましくは、 前記分析ステップ では、 受信された前記マルチキヤリァ信号のシンボル毎の信号電力対干渉 電力比に基づいて前記受信状態を分析する。
本発明の他の形態によれば、 マルチキャリア通信装置は、 マルチキヤリ ァ信号に誤り訂正符号化処理を施す符号化処理手段と、 前記マルチキヤリ ァ信号の受信状態の分析結果に応じて、 誤り訂正符号化処理によって生成 される符号プロックの配置を調整する配置調整手段と、 配置調整された前 記マルチキャリア信号を送信する送信手段と、 を具備する。
前記マルチキャリア通信装置において、 好ましくは、 前記配置調整手段 を複数具備し、 配置調整された複数の前記マルチキャリア信号をスケジュ ーリングするスケジューラを具備する。 図面の簡単な説明
図 1 Aは、 符号プロックにおける各シンポルの受信品質のばらつきとそ の誤り率特性との関係を示す図、
図 1 Bは、 符号プロックにおけるビット毎の受信品質の変動が大きい場 合における受信品質の一態様を示す図、
図 1 Cは、 符号ブロックにおけるビット毎の受信品質の変動が小さい場 合における受信品質の一態様を示す図、
図 1 Dは、 付加的白色ガウス雑音 （AW G N ： Additive White Gaussia n Noi se) の受信品質の一態様を示す図、
図 2は、 本発明の実施の形態 1で使用する O F D M信号の 1フレームの 態様を示す図、
図 3 Aは、 本発明の実施の形態 1において、 周波数軸方向に受信品質の 変動が小さいときに、 O F D M信号の 1 フレームにおけるデータを周波数 軸方向に配置する態様を示す図、
図 3 Bは、 本発明の実施の形態 1において、 時間軸方向に受信品質の変 動が小さいときに、 O F D M信号の 1フレームにおけるデータを時間軸方 向に配置する態様を示す図、
図 3 Cは、 本発明の実施の形態 1において、 周波数軸方向及び時間軸方 向の受信品質の変動に応じて、 O F D M信号の 1フレームにおけるデータ を適宜配置する態様を示す図、
図 4 Aは、 本発明の実施の形態 1において、 1フレームにおける特定の サブキヤリアには符号プロックを配置しない例を示す図、
図 4 Bは、 本発明の実施の形態 1において、 1 フレームにおいて 1 0シ ンボルからなる符号プロックの態様を変形した配置例を示す図、
図 4 Cは、 本発明の実施の形態 1において、 誤り訂正符号の特性に応じ て符号ブロックの大きさ （シンボル数） を適宜変更する配置例を示す図、 図 4 Dは、 本発明の実施の形態 1において、 1個の符号ブロックを分割 して離れた位置に、 即ち 5シンポルからなる 2個の符号ブロックを離れて 配置する例を示す図、
図 4 Eは、 本発明の実施の形態 1において、 複数の受信機に対して同一 の O F D M信号を送信するときに、 その受信機毎の受信状態に応じて符号 ブロックを配置する例を示す図、
図 4 Fは、 本発明の実施の形態 1において、 2つの受信機に対して同一 の O F D M信号を送信するときに、 1フレームにおいて 5 0シンボルを分 散してそれぞれの受信機に割り当てる配置例を示す図、
図 5は、 本発明の実施の形態 1において使用される受信機が複数存在す る場合の O F D M信号の 1フレームにおける符号プロックの配置例を示す 図、
図 6は、 本発明の実施の形態 1において使用される送信機及び受信機の 構成を示すブロック図、
図 7は、 本発明の実施の形態 1において、 符号ブロックの配置を決定す るに際して参照されるフォーマツトテーブルの例を示す図、 図 8は、 本発明の実施の形態 2において使用される受信機の構成を示す ブロック図、
図 9は、 本発明の実施の形態 3において使用される送信機及び受信機の 構成を示すプロック図、
図 1 0は、 本発明の実施の形態 4で使用される送信機及び受信機の構成 を示すブロック図、 である。 発明を実施するための最良の形態
本発明の骨子は、 マルチキヤリァ信号の受信状態の分析結果を送信機に フィードバックして、 マルチキャリア信号の誤り訂正符号化処理によって 生成される符号プロックを、 同一の符号プロックにおける受信状態が均一 となるように、 マルチキヤリァ信号の 1 フレームにおいて時間軸方向のみ ならず周波数軸方向にも配置することにある。
以下、 本発明に係る実施の形態について、 適宜図を参照しながら詳細に 説明する。
(実施の形態 1 )
図 2に、 時間軸方向に 1 0シンボル、 周波数軸方向に 1 0シンポルの計 1 0 0シンボルを 1フレームとする O F D M信号を示す。 実施の形態 1で は、 この 1 0 0シンボルを 1フレームとする O F D M信号を送受信する場 合を例として、 以下具体的に説明する。
O F D M信号に誤り訂正符号化処理を施すことによつて生成される符号 プロックが 1 0シンポルで構成されると仮定すると、 1 フレームには 1 0 個の符号プロックを配置することができる。 本実施の形態では、 実際に伝 搬路を経由して受信機に受信された O F D M信号について、 その 1フレー ムにおける各シンポルの S N Rの変動 （受信状態） をドッブラ周波数及び 遅延プロファイルを観測して分析し、 その分析結果に基づいてそれ以降に 送信される O F D M信号の 1フレームにおける符号プロックの配置を調整 することにより、 符号プロックにおけるシンボル毎の S N Rの変動を小さ くする。
ここで、 観測される最大ドッブラ周波数が高いときには、 各シンポルの S N Rは時間軸方向に激しく変動し、 一方で最大遅延時間が大きいときに は、 同 S N Rは周波数軸方向に激しく変動する。 従って、 各シンボルの S N Rの観測結果において周波数軸方向よりも時間軸方向に変動が大きいと き、 例えば受信機が高速で移動しているときには、 符号プロ ックを周波数 軸方向に連続して配置することにより、 そのシンボル毎の S N Rのばらつ きを小さくすることができる (図 3 A参照） 。 同様に、 時間軸方向よりも 周波数軸方向に変動が大きいときには、 符号プロックを時間軸方向に連続 して配置することにより、 そのシンボル毎の S N Rのばらつきを小さくす ることができる （図 3 B参照） 。 また、 各シンボルの S N Rの観測結果に おいて時間軸方向の変動よりも周波数軸方向の変動の方が大きいものの時 間軸方向の変動も無視できないときには、 図 3 Cに示すように S N Rの変 動が小さい時間軸方向に 5シンボル、 一方で S N Rの変動が大きい周波数 軸方向に 2シンポルの態様で符号プロックを配置してもよい。
このように O F D M信号の 1フレームにおける符号プロックの配置は、 実際の O F D M信号の受信状態を分析し、 その分析結果に応じて符号プロ ックにおけるシンボル毎の S N Rのばらつきが小さくなるように適宜調整 すればよい。 1 フレームにおける符号ブロックの配置例として、 つぎの態 様が挙げられる。
図 4 Aに、 1 フレームにおける特定のサブキヤリァには符号プロックを 配置しない例を示す。 この配置例によれば、 周波数選択性フェージングの 影響が特定のサブキヤリアに対して著しいときに、 その受信状態が極端に 劣化しているサブキヤリアを使用しないことによって無駄な信号送信が行 われなくなるので、 他セルに与える干渉量を低減できると伴に、 送信電力 を抑えて消費電力を抑制することができる。 また、 図 4 Bに、 1 フレームにおいて 1 ◦シンボルからなる符号ブロッ クの態様を変形した配置例を示す。 例えば， 周波数軸方向 X時間軸方向で 示して、 1 0シンポノレ X 1シンポノレ、 5シンボノレ X 2シンボノレ及び 2シン ボル X 5シンポルからなる各符号プロックが混在してもよい。 この配置例 によれば、 1フレームにおいてシンボル毎の S N Rの変動量が局所的に変 わっても適応できる。
また、 図 4 Cに、 誤り訂正符号の特性に応じて符号ブロックの大きさ （ シンボル数） を適宜変更する配置例を示す。 なお、 ターボ符号等はその符 号プロックのシンボル数が多いほど誤り訂正率が向上するので、 1フレー ムに配置可能な範囲で符号プロックを大きく してもよい。 図 4 Cでは、 1 0シンポルの符号ブロック 7個と 3 0シンボルの符号プロック 1個とが混 在する。
また、 図 4 Dに、 1個の符号ブロックを分割して離れた位置に、 即ち 5 シンボルからなる 2個の符号プロックを離れて配置する例を示す （図 4 D の斜線部を参照） 。 この配置例によれば、 1フレームにおいて受信状態の 近似する部分が分かれて現れた場合でも適応的に対応できる。
また、 図 4 Eに、 複数の受信機に対して同一の O F D M信号を送信する ときに、 その受信機毎の受信状態に応じて符号プロックを配置する例を示 す。 この配置例によれば、 受信機毎の受信状態に応じた符号ブロックの配 置が可能となり、 全ての受信機の誤り率特性を改善することができる。 また、 図 4 Fに、 2つの受信機に対して同一の O F D M信号を送信する ときに、 1フレームにおいて 5 0シンボルを分散してそれぞれの受信機に 割り当てる配置例を示す。 この配置例によれば、 1 フレームにおいて S N Rの値が近似する 5 0シンボルを適宜選択して、 その選択された 5 0シン ボルで符号ブロックを構成すればよいため、 受信機毎の受信状態に応じた 緻密な対応が可能となり、 全ての受信機の誤り率特性を改善することがで さる。 また、 図 5に、 OFDM信号の受信状態がそれぞれ異なる 3つの受信機 に対して同一の OF DM信号を送信するときにおける符号プロックの配置 例を示す。 図 5において、 受信機 1は、 高速移動する移動体通信端末装置 であって、 マルチパスによる影響が小さい受信状態にある。 また、 受信機 2は、 低速移動する移動体通信端末装置であって、 マルチパスによる影響 が大きい受信状態にある。 また、 受信機 3は、 中速移動する移動体通信端 末装置であって、 マルチパスによる影響も中位の受信状態にある。 これら 各受信機の受信状態に応じて 1フレームに符号プロックを配置するとすれ ば、 受信機 1に対しては周波数軸方向に連続して符号プロックを配置する 態様が好ましく、 受信機 2に対しては時間軸方向に連続して符号ブロック を配置する態様が好ましく、 受信機 3に対しては時間軸方向に 5シンポル 分連続して、 かつ、 周波数軸方向に 2シンボル分連続して符号ブロックを 配置する態様が好ましい。 これら 3つの受信機用にそれぞれ配置した符号 ブロックを周波数分割多重 （FDMA) することによって 1フレームの O FDM信号を生成することができる。 なお、 このようにして生成された O FDM信号は、 時間軸方向に 1 0シンボル、 周波数軸方向に 30シンボル の計 300シンボルを 1フレームとして構成される。
図 6は、 一対一の OFDM通信で使用される送信機 （a) と受信機 （b ) との構成を示すブロック図である。 送信機 5 0 0は、 ブロック分割部 5 0 1、 誤り訂正符号化部 5 0 2、 符号ブロック配置部 5 0 3、 OF DM送 信処理部 504、 送信無線周波数 （RF) 部 5 0 5、 受信 RF部 5 0 6、 要求フォーマツト検出部 50 7、 フレームフォーマツト決定部 5 0 8及び アンテナ素子 5 0 9を具備する。 また、 受信機 5 5 0は、 受信 R F部 5 5 1、 OF DM受信処理部 5 5 2、 符号ブロック並べ替え部 5 5 3、 誤り訂 正復号化部 5 54、 最大ドッブラ周波数検出部 5 5 5、 時間軸方向変動予 測値算出部 5 5 6、 遅延プロファイル検出部 5 5 7、 周波数軸方向変動予 測値算出部 5 5 8、 変動量比較部 5 5 9、 要求フォーマツト決定部 5 6 0 、 要求フォーマット送信部 5 6 1、 送信 R F部 5 6 2及びアンテナ素子 5 6 3を具備する。
送信機 5 00では、 フレームフォーマツト決定部 5 0 8からの指示に従 つてプロック分割部 5 0 1により送信データが符号プロックに相当する所 定の大きさに分割される。 ブロック分割部 5 0 1で分割された個々の送信 データは、 誤り訂正符号化部 5 0 2に入力され、 ここで畳み込み符号化等 の誤り訂正符号化処理を施されて符号プロックに加工される。 この符号プ 口ックは、 符号プロック配置部 50 3に入力され、 ここでフレームフォー マツト決定部 5 0 8から指示された配置即ち OF DM信号に変換された後 の 1フレームにおいて指示された配置となるように並べ替えられる。 符号 プロック配置部 50 3から O F DM送信処理部 5 04に入力された符号ブ ロックは、 O F DM送信処理部 504において直並列変換、 I F FT (逆 高速フーリエ変換） 、 並直列変換及びガードインターバル揷入等の O F D M信号を生成するための公知の処理を施される。 そして、 OFDM送信処 理部 504から送信 RF部 5 0 5に入力された OFDM信号は、 ここでデ イジタル /アナログ （DZA) 変換、 搬送波乗算及び増幅等の信号処理を 施された後に、 アンテナ素子 5 0 9から無線送信される。
次いで、 送信機 5 00から送信された OF DM信号は、 伝搬路を経由し て受信機 5 5 0のアンテナ素子 5 6 3で受信される。 アンテナ素子 5 6 3 で受信された O F DM信号は、 受信 R F部 5 5 1に入力され、 ここで増幅 、 周波数変換及びアナログ ディジタル （A/D) 変換等の信号処理を施 される。 受信 RF部 5 5 1から OF DM受信処理部 5 5 2に入力された O F DM信号は、 ここで直並列変換、 F F T処理及び並直列変換等の信号処 理を施され、 続いて符号プロック並べ替え部 5 5 3、 最大ドッブラ周波数 検出部 5 5 5及び遅延プロファイル検出部 5 5 7にそれぞれ入力される。 符号ブロック並べ替え部 5 5 3に入力された OF DM信号は、 その 1フレ ーム毎に内包する符号プロックを符号ブロック配置部 5 0 3によって並べ 替えられる前の元の配置に戻される。 元の配置に並べ替えられることによ り取り出された符号プロックは、 誤り訂正複号化部 5 5 4においてビタビ アルゴリズム等の公知の復号アルゴリズムによって復号され、 復号され次 第順次出力される。
また、 O F D M信号は、 最大ドッブラ周波数検出部 5 5 5において、 1 フレーム単位でそのシンボル毎のドッブラ周波数を測定される。 そして、 各シンボルについて測定された最大ドッブラ周波数は、 時間軸方向変動予 測値算出部 5 5 6に入力され、 ここで 1 フレームの時間軸方向におけるそ の変動量が算出される。 さらに、 時間軸方向変動予測値算出部 5 5 6では 、 算出された時間軸方向におけるその変動量の推移に基づいて、 それ以降 受信される O F D M信号についての時間軸方向におけるその変動量が予測 される。 この時間軸方向における変動量予測値は、 変動量比較部 5 5 9に 入力される。
また、 遅延プロファイル検出部 5 5 7において、 入力された O F D M信 号がシンボル毎の遅延時間及び信号強度を 1フレーム単位で平均化され、 その平均値に対する各シンボルの分布が算出されることによって、 シンポ ル毎の遅延プロファイルが生成される。 この遅延プロファイルは、 周波数 軸方向変動予測値算出部 5 5 8Ίこ入力され、 ここで O F D M信号の 1フレ ームの周波数軸方向におけるその変動量の推移に基づいて、 それ以降受信 される O F D M信号についての周波数軸方向におけるその変動量が予測さ れる。 そして、 この周波数軸方向の変動量予測値は、 変動量比較部 5 5 9 に入力される。
変動量比較部 5 5 9では、 時間軸方向変動予測値算出部 5 5 6から入力 される最大ドッブラ周波数についての時間軸方向の変動量予測値と、 周波 数軸方向変動予測値算出部 5 5 8から入力される遅延プロファイルについ ての周波数軸方向の変動量予測値と、 が比較されて、 それ以降に受信され る O F D M信号の 1 フレームの時間軸方向におけるシンボル毎の S N Rの ばらつきの程度と、 同周波数軸方向におけるそのばらつきの程度と、 の比 率が算出される。 算出された O F D M信号の 1フレームにおける各シンポ ルの S N Rのばらつきの比率は、 要求フォーマツト決定部 5 6 0に入力さ れる。 要求フォーマット決定部 5 6 0では、 そのばらつきの比率に応じて 、 O F D M信号の 1 フレームを総合的に勘案して符号ブロックにおけるシ ンボル毎の S N Rのばらつきが最も小さくなる符号プロックの配置が決定 される。 このような符号ブロックの配置は、 例えば図 7に記載のフォーマ ットテーブル A， Bに記載される 1個の符号プロックの態様を試行錯誤的 に組み合わせて、 都度 1フレームにおける総合的な評価を行うことによつ て決定することができる。 なお、 図 7については後述する。
要求フォーマット決定部 5 6 0において決定される O F D M信号の 1 フ レームにおける符号プロックの配置についてのフォーマットは、 要求フォ 一マット送信部 5 6 1及び送信 R F部 5 6 2を経由する間に公知の信号処 理を施されて、 アンテナ素子 5 6 3から無線送信される。
次いで、 受信機 5 5 0から無線送信された信号は、 送信機 5 0 0のアン テナ素子 5 0 9で受信された後に、 受信 R F部 5 0 6において増幅、 周波 数変換及び A Z D変換等の信号処理を施される。 そして、 この送信信号は 、 要求フォーマツト検出部 5 0 7に入力され、 ここで前記フォーマツトの 内容が抽出される。 さらに、 この抽出されたフォーマットは、 フレームフ ォーマット決定部 5 0 8に入力され、 ここで符号ブロックの大きさや 1フ レームにおける符号プロックの配置が具体的に決定される。 そして、 この 決定に基づいてフレームフォーマツ ト決定部 5 0 8からプロック分割部 5 0 1に 1個の符号プロックの大きさ （シンボル数） についての指示が、 並 びに符号ブロック配置部 5 0 3に O F D M信号の 1フレームにおける符号 ブロックの配置についての指示が、 それぞれ入力される。 これ以降は、 上 記各構成部において上述した各々の信号処理が繰り返し実施されることに なる。 図 7に、 要求フォーマツ ト決定部 5 6 0において決定される〇 F D M信 号の 1フレームにおける符号プロックの配置についてのフォーマッ トを生 成するに際して利用可能な 1個の符号プロックの態様の例を示す。 フォー マッ トテーブル Aには、 1 0シンボルで構成される符号ブロックの態様の 例を示す。 なお、 テーブル中の 「 （ t , f ) 」 は、 「 （時間軸方向のシン ポル数， 周波数軸方向のシンボル数） 」 の意である。 また、 フォーマッ ト テーブル Bは、 1 0シンポルで構成される符号プロックと、 2 0シンポル で構成される符号プロックと、 が混在する場合におけるこれら符号プロッ クの態様の例を示す。 要求フォーマッ ト決定部 5 6 0では、 フォーマッ ト テーブル A又はフォーマッ トテーブル Bを用いて、 O F D M信号の受信状 態に応じて、 これらの符号プロックを適宜組み合わせて 1フレームにおけ る符号ブロックの配置を決定することができる。
以上説明したように、 本実施の形態に係るマルチキヤリァ通信方法及び ' その通信装置によれば、 受信機 5 5 0において O F D M信号の受信状態を その最大ドッブラ周波数とその遅延プロファイルとに基づいて分析するた め、 伝搬路を経由することに起因するマルチキヤリァ信号の周波数軸方向 への悪影響と時間軸方向への悪影響とを個別に分析することができ、 これ らの分析結果に基づいてマルチキヤリァ信号の 1フレームにおける符号プ 口ックの配置を緻密に調整することができる。
(実施の形態 2 )
図 8は、 実施の形態 2に係るマルチキヤリァ通信方法において使用され る受信機の構成を示すプロ,ック図である。 本実施の形態では、 一対一の O F D M通.信において、 受信機が〇 F D M信号の符号プロックにおけるシン ボノレ毎の S N Rの変動量をその S I R (Signal- to - Interference power R atio：信号電力対干渉電力比） に基づいて予測して、 符号ブロックの配置 を決定する。
以下、 本実施の形態に係るマルチキヤリァ通信方法及ぴその方法におい て使用される受信機について、 適宜図を参照しつつ説明するが、 実施の形 態 1において示した構成要素と同様の機能を発揮する構成要素については
、 同一の参照符号を附してその説明を省略する。
受信機 7 5 0は、 受信機 5 5 0において、 最大ドッブラ周波数検出部 5 5 5、 時間軸方向変動予測値算出部 5 5 6、 遅延プロファイル検出部 5 5 7、 周波数軸方向変動予測値算出部 5 5 8及び変動量比較部 5 5 9の代わ りに、 シンボル毎受信 S I R予測部 7 0 1、 1 X 1 0マツピング時 S I R 分散計算部 7 0 2、 5 X 2マツビング時 S I R分散計算部 7 0 3、 1 0 X 1マツビング時 S I R分散計算部 7 0 4及び S I R分散値比較部 7 0 5を 具備する。 また、 これら 3つの S I R分散計算部 7 0 2、 7 0 3、 7 0 4 は、 並べ替え部 7 2 1、 符号プロック毎平均 S I R算出部 7 2 2、 符号ブ ロック毎 S I R分散算出部 7 2 3及び S I R分散平均部 7 2 4をそれぞれ 具備する。
シンボル毎受信 S I R予測部 7 0 1では、 O F D M受信処理部 5 5 2か ら出力されてくる O F D M信号が 1フレーム分蓄積され、 そこに内包され る全シンボルについて S I Rが測定される。 そして、 測定により得られた 全シンボルについての S I Rが 1 X 1 0マッピング時 S I R分散計算部 7 0 2、 5 X 2マッピング時 S I R分散計算部 7 0 3及び 1 0 X 1マツピン グ時 S I R分散計算部 7 0 4にそれぞれ入力される。
1 X 1 0マッピング時 S I R分散計算部 7 0 2では、 入力されたシンポ ル毎の S I Rが並べ替え部 7 2 1に入力される。 並べ替え部 7 2 1では、 符号プロックを図 3 Aに示す配置とすることが仮定され、 この仮定に従つ て各符号ブロック別にシンボル毎の S I Rが区分けされた後、 この符号ブ 口ック毎の S I Rが順次符号プロック毎平均 S I R算出部 7 2 2と符号ブ ロック毎 S I R分散算出部 7 2 3とに平行して入力される。 符号ブロック 毎平均 S I R算出部 7 2 2では、 符号プロック毎の S I Rの平均が算出さ れる。 そして、 この平均 S I Rが符号ブロック毎 S I R分散算出部 7 2 3 に入力される。 符号ブロック毎 S I R分散算出部 7 2 3では、 入力された 平均 S I Rと、 その平均 S I Rに対応する符号プロックにおける各シンポ ルの S I Rと、 に基づいて、 符号ブロック毎の分散が算出される。 この符 号ブロック毎の S I Rの分散は、 S I R分散平均部 7 2 4に入力され、 こ こで 1フレーム分の符号プロック毎の S I Rの分散が集積されて平均化さ れる。 そして、 この平均化された 1フレーム分の符号ブロック毎の S I R の分散が S I R分散値として順次 S I R分散値比較部 7 0 5に入力される 。 この 1 X 1 0マツビング時 S I R分散計算部 7 0 2における信号処理と 同様の信号処理が、 5 X 2マツビング時 S I R分散計算部 7 0 3及び 1 0 X 1マッピング時 S I R分散計算部 7 0 4でも実施され、 それぞれの S I R分散値が S I R分散値比較部 7 0 5に入力される。 S I R分散値比較部 7 0 5では、 1 X 1 0マツビング時 S I R分散計算部 7 0 2、 5 X 2マツ ビング時 S I R分散計算部 7 0 3及び 1 0 X 1マッピング時 S I R分散計 算部 7 0 4から入力された S I R分散値がそれぞれ比較され、 この S I R 分散値が最も小さくなるように 1フレームにおける符号プロックの配置が 選択される。 この選択された符号プロックの配置が要求フォーマツ ト決定 部 5 6 0に通知され、 その後実施の形態 1と同様にして符号プロックの配 置についてのフォーマットが送信機 5 0 0に無線送信される。
以上説明したように、 本実施の形態に係るマルチキヤリァ通信方法によ れば、 シンボル毎の S I Rに基づいてマルチキャリア信号の受信状態が分 析されるため、 その受信状態を緻密に分析することができ、 マルチキヤリ ァ信号の誤り訂正率を確実に高めることができる。
なお、 本実施の形態では、 〇 F D M信号の 1フレームに 1 0シンボルで 構成される符合プロックを配置することを前提として S I R分散計算部 7 0 2、 7 0 3、 7 0 4の 3つを使用する場合について説明したが、 本発明 はこの場合に限定されるものではない。 例えば、 複数の符号ブロックを O F D M信号の 1フレームに収めることができれば、 符号プロックの大きさ や態様を変えたり、 S I R分散計算部を増やしたりしてもよい。
(実施の形態 3 )
図 9は、 実施の形態 3に係るマルチキヤリァ通信装置の構成を示すプロ ック図である。 本実施の形態では、 一対一の O F D M通信において、 受信 機が O F D M信号の受信状態についての分析を行わず、 その受信状態に関 する情報を送信機に送信して、 送信機が前記情報に基づいてその受信状態 を分析することによって O F D M信号の 1フレームにおける符号プロック の配置を決定する。
以下、 本実施の形態に係るマルチキヤリァ通信方法及びその通信装置に ついて、 適宜図を参照しつつ説明するが、 実施の形態 1において示した構 成要素と同様の機能を発揮する構成要素については、 同一の参照符号を附 してその説明を省略する。
送信機 8 0 0は、 送信機 5 0 0において、 要求フォーマツ ト検出部 5 0 7の代わりにチャネル情報検出部 8 0 7を具備する。 チャネル情報検出部 8 0 7は、 受信機 8 5 0から送信されてくる O F D M信号の受信状態に関 する次の情報に基づきその受信状態を分析することによって O F D M信号 の 1フレームにおける符号プロックの配置を決定する。 この O F D M信号 の受信状態に関する情報とは、 最大ドッブラ周波数、 遅延プロファイル、 最大遅延時間、 遅延波の数とそれぞれのパスの遅延時間とそれぞれのパス のパワー、 並びにサブキャリア毎のチャネル推定値等である。
また、 受信機 8 5 0は、 受信機 5 5 0において、 時間軸方向変動予測値 算出部 5 5 6、 周波数軸方向変動予測値算出部 5 5 8、 変動量比較部 5 5 9、 要求フォーマツト決定部 5 6 0及び要求フォーマツト送信部 5 6 1の 代わりに、 チャネル情報生成部 8 5 9及びチャネル情報送信部 8 6 1を具 備する。 チャネル情報生成部 8 5 9及びチャネル情報送信部 8 6 1は、 前 記〇 F D M信号の受信状態に関する各情報を生成して、 これらの情報を送 信機 8 0 0に無線送信する。 本実施の形態に係るマルチキヤリァ通信方法及びその通信装置によれば 、 伝搬路を経由することに起因するマルチキヤリァ信号の周波数軸方向へ の悪影響とその時間軸方向への悪影響とを個別に分析することができ、 こ れらの分析結果に基づいてマルチキヤリァ信号の 1フレームにおける符号 ブロックの配置を緻密に調整することができると伴に、 受信機にかかる信 号処理の負荷を軽減することができる。 そのため、 受信機の構成を簡素化 して、 受信機を軽薄短小化することができる。
(実施の形態 4 )
図 1 0は、 実施の形態 4に係るマルチキャリア通信装置の構成を示すプ ロック図である。 本実施の形態では、 1機の送信機に対して複数の受信機 が同時に O F D M通信を行う。
以下、 本実施の形態に係るマルチキヤリァ通信方法及びその通信装置に ついて、 適宜図を参照しつつ説明するが、 実施の形態 1において示した構 成要素と同様の機能を発揮する構成要素については、 同一の参照符号を附 してその説明を省略する。
送信機 9 0 0は、 O F D M送信処理部 5 0 4、 送信 R F部 5 0 5、 受信 R F部 5 0 6、 アンテナ素子 5 0 9、 スケジューラ 9 2 3、 多重部 9 2 4 及び複数の符号プロック化ユニット 9 2 0を具備する。 また、 符号ブロッ ク化ュニット 9 2 0は、 プロック分割部 5 0 1、 誤り訂正符号化部 5 0 2 、 符号プロック配置部 5 0 3、 要求フォーマット検出部 5 0 7、 フレーム フォーマット決定部 5 0 8、 分離部 9 2 1及び S I R情報取得部 9 2 2を 具備し、 同時に通信を行う受信機と同数設けられる。 また、 受信機 9 5 0 は、 受信機 5 5 0に具備される各構成要素に加えて、 さらに受信 S I R検 出部 9 7 1、 受信 S I R情報送信部 9 7 2及び多重部 9 7 3を具備する。 受信機 9 5 0では、 O F D M受信処理部 5 5 2から受信 S I R検出部 9 7 1に O F D M信号が入力される。 受信 S I R検出部 9 7 1では、 O F D M信号の 1フレームにおける全シンポルの S I Rが蓄積される。 された 1フレーム分のシンポルの S I Rは、 受信 S I R情報送信部 9 7 2 に入力され、 ここで 1フレーム単位で平均化される。 この平均 S I Rは、 多重部 9 7 3に入力され、 ここで要求フォーマツド送信部 5 6 1から入力 されてくる符号プロックの配置についてのフォーマツトと多重された後、 送信機 9 0 0に対して無線送信される。
この受信機 9 5 0から無線送信された信号は、 送信機 9 0 0に受信され た後、 符号プロック化ュュット 9 2 0における分離部 9 2 1に入力される 。 分離部 9 2 1では、 その包含される符号ブロック化ユニット 9 2 0にお いて入力された信号を処理すべきかが判定され、 処理すべきとの判定結果 が得られたときに限り、 その信号に含まれる前記平均 S I Rと前記符号プ 口ックの配置についてのフォーマツトとがそれぞれ分離抽出される。 そし て、 この平均 S I Rは S I R情報取得部 9 2 2に入力され、 一方で符号ブ ロックの配置についてのフォーマッ トは要求フォーマッ ト検出部 5 0 7に 入力される。 S I R情報取得部 9 2 2では、 入力された平均 S I Rに基づ いて受信機 9 5 0における O F D M信号の受信状態に関する情報が取得さ れる。 そして、 各符号ブロック化ュニット 9 2 0が担当する受信機 9 5 0 における O F D M信号の受信状態に関する情報が全てスケジューラ 9 2 3 に入力される。 スケジューラ 9 2 3では、 この各受信機 9 5 0についての 受信状態に関する情報に基づいて、 次回送信される O F D M信号について 、 各受信機 9 5 0に割り当てられるシンボル数や符号プロックの配置が決 定される。 スケジューラ 9 2 3におけるこの決定は、 多重部 9 2 4に入力 され、 ここで所望の信号処理が施されることにより実現される。
従って、 本実施の形態に係るマルチキヤリァ通信方法及びその通信装置 によれば、 配置調整手段に相当する符号プロック化ユニット 9 2 0が複数 設けられ、 これらからの出力を適宜選択して組み合わせるスケジューラが 具備されるため、 複数の受信機に対してマルチキヤリァ信号を送信する場 合に、 全ての受信機の受信状態を勘案して総合的に誤り訂正率が高くなる ように、 マルチキヤリァ信号における符号プロックの配置を調整すること ができる。
なお、 本実施の形態では、 多値変調方式を採用してもよく、 その場合に は上位ビットと下位ビットとでグループを分けて符号プロックの配置を行 つてもよい。
以上説明したように、 本発明によれば、 マルチキャリア信号の実際の受 信状態を分析して、 その分析結果に応じて符号プロックの配置が適宜調整 されるため、 時々刻々と変化する伝搬路からの悪影響に適応的に対応して 、 マルチキヤリァ信号の誤り訂正率を確実に改善することができる。
また、 本発明によれば、 ドッブラ周波数及び遅延プロファイルを同時に 観測するため、 伝搬路を経由することに起因する周波数軸方向への悪影響 と時間軸方向への悪影響とを個別に分析することができ、 これらの分析結 果に基づいて符号プロックの配置を緻密に調整することができる。
また、 本発明によれば、 シンボル毎の S I Rに基づいてマルチキャリア 信号の受信状態が分析されるため、 一層緻密な分析結果が得られ、 マルチ キヤリァ信号の誤り訂正率を確実に高めることができる。
また、 本発明によれば、 複数の配置調整手段からの出力を適宜選択して 組み合わせるスケジューラが具備されるため、 複数の受信機に対してマル チキヤリァ信号を送信する場合に、 全ての受信機を勘案して総合的に誤り 訂正率が高くなるようにマルチキヤリァ信号における符号プロックの配置 を調整することができる。
本発明によれば、 マルチキャリア信号の実際の受信状態を分析して、 そ の分析結果に応じて符号プロックの配置が適宜調整されるため、 時々刻々 と変化する伝搬路からの悪影響に適応的に対応して、 マルチキヤリァ信号 の誤り訂正率を確実に改善することができる。
本明細書は、 2 0 0 3年 6月 1 2日出願の特願 2 0 0 3— 1 6 8 2 8 7 に基づくものである。 この内容を全てここに含めておく。 産業上の利用可能性
本発明は、 移動体通信システムにおける移動局装置や基地局装置等に搭 载されるマルチキヤリァ送信装置及びマルチキヤリァ受信装置に適用する ことができる。

Claims

請求の範囲
1 . マルチキヤリァ信号に誤り訂正符号化処理を施す符号化処理ステツ プと、
誤り訂正符号化処理を施された前記マルチキヤリァ信号を送信する送信 ステップと、
送信された前記マルチキヤリァ信号を受信する受信ステップと、 受信された前記マルチキヤリァ信号に基づいて受信状態を分析する分析ス テツプと、
前記分析ステップにおける分析結果に応じて、 誤り訂正符号化処理によ つて生成される符号プロックの配置を調整する配置調整ステップと、 を具 備することを特徴とするマルチキヤリァ通信方法。
2 . 前記分析ステップでは、 受信された前記マルチキャリア信号につい てのドッブラ周波数及び遅延プロファイルに基づいて前記受信状態を分析 することを特徴とする請求の範囲第 1項記載のマルチキヤリァ通信方法。
3 . 前記分析ステップでは、 受信された前記マルチキャリア信号のシン ポル毎の信号電力対干渉電力比に基づいて前記受信状態を分析することを 特徴とする請求の範囲第 1項記載のマルチキヤリァ通信方法。
4 . マルチキヤリァ信号に誤り訂正符号化処理を施す符号化処理手段と 、
前記マルチキヤリァ信号の受信状態の分析結果に応じて、 誤り訂正符号 化処理によって生成される符号ブロックの配置を調整する配置調整手段と 配置調整された前記マルチキヤリァ信号を送信する送信手段と、 を具備 することを特徴とするマルチキャリア通信装置。
5 . 前記配置調整手段を複数具備し、
配置調整された複数の前記マルチキヤリァ信号をスケジユーリングする スケジューラを具備することを特徴とする請求の範囲第 4項記載のマルチ キヤリァ通信装置。
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