WO2005088816A1

WO2005088816A1 - 電源装置

Info

Publication number: WO2005088816A1
Application number: PCT/JP2005/001324
Authority: WO
Inventors: Hirokazu Oki; Yuzo Ide
Original assignee: Rohm Co., Ltd
Priority date: 2004-03-15
Filing date: 2005-01-31
Publication date: 2005-09-22
Also published as: EP1727264A4; TW200531417A; CN1930768A; KR20070015375A; US20080024099A1; JP2010142111A; EP1727264A1; JP4591892B2; JPWO2005088816A1

Abstract

　入力電圧を変換して平滑回路に与え、該平滑回路からの出力が所定の出力電圧になるように動作するスイッチングレギュレータ型の電源装置は、出力が所定の出力電圧になるように制御信号をＰＷＭ方式で発生する制御回路と、制御信号によってスイッチングされることによって入力電圧を変換して平滑回路に与えるスイッチング素子とから成り、出力電圧の出力をオン・オフする外部信号に基づいて、制御回路を構成する素子への動作電力の供給経路の導通・遮断を切り換えるように構成される。

Description

明細書

電源装置

技術分野

[0001] 本発明は、電源装置に関し、詳しくはスイッチングレギユレータ型の電源装置に関する。

背景技術

[0002] 例えば、集積回路装置で構成された従来のスイッチングレギユレータ型の電源装置は、特許文献 1に開示されている。特許文献 1に記載の DC-DCコンバータは、従来の電源装置である 1チップの集積回路上に形成される制御回路と、多数の外付け素子とから構成されている。この制御回路は、外部から制御信号 CTLが与えられると活性ィ匕して、直流電源に接続された出力トランジスタをスイッチング駆動する。そして、出力トランジスタ力の出力電流が平滑回路に与えられ、平滑回路からの電圧が出力電圧として出力端子から供給されるようになって!/ヽる。

[0003] また、この制御回路は、出力電圧が分圧された分圧電圧と基準電圧とを比較する誤差増幅器と、この誤差増幅器の出力と発振器からの三角波とを比較する PWM比較器と、 PWM比較器力もの出力信号で前記出力トランジスタを駆動する出力回路を有しており、制御回路が活性ィ匕しているときは出力電圧を所定の電圧に一定に維持するように動作する。

特許文献 1：特開平 10- 323026号公報

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0004] し力しながら、上記従来の電源装置によると、外部力もの制御信号 CTLが与えられずに活性ィ匕していないときに、出力トランジスタの駆動を停止して、 DC— DCコンパ一タの出力電圧を発生させな、ようにする、 V、わゆるスタンバイ状態にすることはできる。しかし、そのときに制御回路の動作は完全に停止していないため、この制御回路による消費電力が発生し、スタンバイ状態における省電力が十分に図れて、な、と、う問題があった。 [0005] また、ラジオやモニタ等の電子機器の電源装置として搭載された場合には、スイツチング周波数によっては、そのスイッチング周波数に基づくスイッチングノイズ力搭載されているラジオやモニタ等の電子機器の出力に影響を与えてしまう場合がある。このようなときには、スイッチング周波数を連続動作のまま変更することによりスィッチングノイズの影響を回避する方法がある。しかし、上記従来の電源装置によると、出カトランジスタのスイッチング周波数は内部の発振器の固定された発振周波数に基づく周波数であるため、スイッチング周波数を変更することができない。そのため、スイッチングノイズの影響を防ぐためには、スイッチングノイズ源である出力トランジスタ等をシールドする必要があり、使、勝手が悪、と、う問題があった。

[0006] また、一般的に、スイッチングレギユレータ型の電源装置を小型化、軽量化するためにはスイッチング周波数を高く設定すると良ヽ。高ヽスイッチング周波数に対応するために誤差増幅器を周波数特性の良いものにすると、回路の発振の問題が生じるため、誤差増幅器をあまり周波数特性の良いものにすることはできなかった。従って、スイッチング周波数を高く設定することができないので、小型化、軽量化を図ることができなヽと、う問題もあった。

[0007] 本発明は、上記の問題点に鑑み、スタンバイ状態における消費電力を無くすとともに、スイッチング周波数を可変することができ、また、スイッチング周波数を高く設定した場合においても安定して動作するスイッチングレギユレータ型の電源装置を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0008] 上記目的を達成するために本発明は、入力電圧を変換して平滑回路に与え、該平滑回路からの出力が所定の出力電圧になるように動作するスイッチングレギユレータ型の電源装置において、前記出力が前記所定の出力電圧になるように制御信号を P WM方式で発生する制御回路と、前記制御信号によってスイッチングされることによつて、入力電圧を変換して前記平滑回路に与えるスイッチング素子とから成り、前記出力電圧の出力をオン'オフする外部信号に基づいて、前記制御回路を構成する素子への動作電力の供給経路の導通 ·遮断を切り換えるように構成して、る。

[0009] この構成によると、出力停止を指示する外部信号が与えられると、出力電圧が停止するとともに、切換回路が制御回路への動作電源の供給経路を遮断するため制御回路を完全に停止させる。

[0010] また、本発明の前記制御回路は、前記出力電圧に基づく帰還電圧と基準電圧とを比較して誤差信号を生成する誤差増幅器と、所定の周波数の発振信号を生成する発振回路と、前記発振信号と前記誤差信号とを比較して PWM信号を生成する PW Mコンパレータと、前記 PWM信号に基づヽて前記制御信号を前記スイッチング素子に与えて駆動する駆動回路と、前記制御回路を構成する素子への動作電力の供給経路の前記導通'遮断の切り換えを行う切換回路とから成り、前記電源装置は、更に前記入力電圧が与えられる入力端子と、前記スイッチング素子の一端に接続されて前記平滑回路に与える電圧が出力されるスイッチング端子と、前記帰還電圧が与えられる帰還電圧端子と、前記発振信号の所定の周波数を決定する外部素子が接続される外部素子接続端子と、前記制御回路の自己誤発振を防止するために一端が前記帰還電圧端子に接続された遅; 立相補償回路の他端が接続されるとともに、前記誤差増幅器の出力が接続されるフィードバック端子と、前記外部信号が与えられるスタンバイ端子とを有するように構成されて！、る。

[0011] この構成によると、スタンバイ端子に出力停止を指示する外部信号が与えられると、切換回路が制御回路への動作電源の供給経路を遮断するので制御回路を完全に停止させる。また、外部素子接続端子に接続する外部素子により発振回路の発振周波数を決定することができる。また、帰還電圧端子とフィードバック端子間に遅; 立相補償回路を接続できる。

[0012] 更に、本発明の前記発振回路は、充放電を行うコンデンサと、前記外部素子の抵抗値によって前記コンデンサの充電電流の値を決定する第 1のカレントミラー回路と、前記コンデンサの放電電流の値を決定する第 2のカレントミラー回路と、前記コンデンサの両端電圧と、第 1及び第 2の閾値電圧とを比較して、第 2のカレントミラー回路をオン Zオフすることよって、前記コンデンサへの充電と放電を切り換える充放電切換回路とから成る。

[0013] この構成によると、発振回路の出力信号としてのコンデンサの出力電圧は、第 1、第 2の閾値電圧の差分を振幅とする三角波となる。そして、外部素子接続端子に接続される抵抗素子の抵抗値に基づいて前記コンデンサへの充放電電流値が決定される

[0014] また、本発明の前記制御回路は、前記スイッチング素子に流れる電流を検出し、この電流が所定の電流値を超えたときに前記駆動回路を停止させる過電流保護回路を備える。

[0015] また、本発明の前記制御回路は、更に電源装置内の所定箇所の温度が所定の温度を超えたときに、前記駆動回路を停止させる過熱保護回路を備える。

[0016] 更に、本発明の前記制御回路は、前記出力電圧が起動時に緩やかに立ち上がるように前記誤差増幅器を制御するソフトスタート回路を備える。

発明の効果

[0017] 本発明によると、出力停止を指示する外部信号が与えられると、切換回路が制御回路への動作電源の供給経路を遮断することにより、制御回路が完全に停止するため

、スタンバイ状態における消費電力を 0にすることができる。

[0018] また、外部素子接続端子に接続する外部素子を変更することにより、発振回路の発振周波数、即ち、スイッチング素子のスイッチング周波数を変更することができ、特定周波数で発生するノイズを回避することが可能になる。

[0019] 更に、スイッチング周波数が高く設定された場合においても、帰還電圧端子とフィードバック端子間に遅; 立相補償回路を接続することによって、回路の発振を防止して、安定した動作を行わせることが可能になる。

[0020] また、前記スイッチング素子に流れる電流を検出し、この電流が所定の電流値を超えたときに前記駆動回路を停止させる過電流保護回路を備えるので、過電流による破損等を防止することができる。

[0021] また、前記過電流保護回路の過電流検出コンパレータが、スイッチング素子からの出力電圧が所定の電圧より低くなつたときに、スイッチング素子に流れる電流が所定の電流以上になったと判断して駆動回路を停止させるので、他の電流検出器等を用

V、ることなく過電流保護を行うことができる。

[0022] また、集積回路装置内の所定箇所の温度が所定の温度を超えたときに前記駆動回路を停止させるので、集積回路装置の過熱による破損等を防止することができる。また、起動時に前記出力電圧が緩やかに立ち上がるので、起動時に負荷に突入電流等の過大な電流が流れることを防止することができ、スイッチング素子や負荷の破損を防止できる。

図面の簡単な説明

[0023] [図 1]本発明の一実施形態のレギユレータ IC (電源装置)の電気的構成を示す回路ブロック図である。

[図 2]図 1に示す発振回路の具体的回路を示す回路図である。

符号の説明

[0024] 1 入力端子

2 SW端子 (スイッチング端子）

3 FB端子 (フィードバック端子）

4 GND端子 (接地端子）

5 INV端子 (帰還電圧端子）

6 RT端子 (外部素子接続端子)

7 EN端子 (スタンノィ端子）

10 レギユレータ IC (電源装置）

11 平滑回路

12 スィッチ

13、 25 定電圧源

14 スィッチ回路 (切換回路）

15 内部制御回路

16 ソフトスタート回路

17 基準電圧源

18 誤差増幅器

19 PWMコンパレータ

20 発振回路

20a, 20b カレントミラー回路

21 ラッチ回路 22 ドライバ (駆動回路）

23 TSD回路 (過熱保護回路）

24 過電流検出コンパレータ (過電流保護回路）

26 MOS (スイッチング素子）

27 遅れ位相補償回路

28 リセット信号発生回路

28a 基準電圧源

28b コンノレータ

Cl、 C2、 C3、 C4、 C5、 C20 コンデンサ

Dl ダイオード

LI コイル

R1、R2 分圧抵抗

R3 抵抗

R4 抵抗 (抵抗素子、外部素子）

R5 プルアップ抵抗

SW20 充放電切換回路

発明を実施するための最良の形態

[0025] 以下に、本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。図 1は、本発明の一実施形態のレギユレータ IC (電源装置)の電気的構成を示す回路ブロック図である。図 1 において、 10は 1チップに集積ィ匕されたレギユレータ ICであり、図 1は、更に、レギュレータ IC10に接続される多数の外付け素子等を示している。

[0026] レギユレータ IC10は、外部接続用の 7個の接続端子と、 Pチャンネル型の MOS (Metal Oxide Semiconductor)トランジスタ（以後、 MOSと称する） 26、 MOS26を制御する内部制御回路 15と、内部制御回路 15に動作電源を与えるスィッチ回路 (切換回路） 14とから構成されている。また、内部制御回路 15は、ソフトスタート回路 16、基準電圧源 17、誤差増幅器 18、 PWMコンパレータ 19、発振回路 20、ラッチ回路 21、ドライバ（駆動回路） 22、 TSD(Thermal

Shut Down)回路 (過熱保護回路） 23、過電流検出コンパレータ (過電流保護回路） 2 4、定電圧源 25、リセット信号発生回路 28から構成されている。

[0027] 入力端子 1には、入力電圧 (例えば、 5— 35V)Vinが供給され、入力端子 1とグランド間には、平滑用のコンデンサ C1とノイズカット用のコンデンサ C2とが並列に外付けされている。また、 MOS26によりスイッチングされたスイッチング電流が出力される S W端子 (スイッチング端子） 2には、平滑回路 11が外付けされている。この平滑回路 1 1は、コイル L1と、ダイオード（例えば、ショットキーバリアダイオード） D1と、平滑用のコンデンサ（例えば、電解コンデンサ） C5とから構成され、 SW端子 2にダイオード D1 の力ソードとコイル L1の一端とが接続され、コイル L1の他端は出力コンデンサ C5の一端に接続され、コンデンサ C5の他端とダイオード D1のアノードはグランドに接続されている。

[0028] また、コイル L1の他端は分圧抵抗 Rl、 R2の直列回路を介してグランドに接続され、分圧抵抗 Rl、 R2の接続ノードは INV端子 (帰還電圧端子） 5に接続され、 INV端子 5はレギユレータ IC10内部で誤差増幅器 18の反転入力端子 (一）に接続されている。そして、誤差増幅器 18の第 1非反転入力端子（+ )はソフトスタート回路 16に接続され、第 2非反転入力端子（+ )は基準電圧源 17に接続されている。

[0029] また、誤差増幅器 18の出力端子は PWMコンパレータ 19の反転入力端子 (一)と F B端子 (フィードバック端子） 3とに接続されている。 FB端子 3と INV端子 5との間には、コンデンサ C3と抵抗 R3の直列回路カゝら成る遅; ^立相補償回路 27が外付けされている。

[0030] PWMコンパレータ 19の非反転入力端子（+ )は、発振回路 20の出力端子に接続されている。そして、 PWMコンパレータ 19の出力端子は、波形整形用のラッチ回路 21を介してドライバ 22の入力端子に接続され、ドライバ 22の出力端子は MOS26のゲートに接続されている。また、 MOS26のソースは入力端子 1に接続され、ドレインは SW端子 2に接続され、ゲートはプルアップ抵抗 R5 (例えば、 50k Ω )を介して入力端子 1に接続されている。

[0031] また、発振回路 20の出力端子は、リセット信号発生回路 28を介してラッチ回路 21 のリセット端子に接続され、ラッチ回路 21のセット端子は過電流検出コンパレータ 24 の出力端子に接続されている。そして、過電流検出コンパレータ 24の非反転入力端子（+ )には、定電圧源 25を介して入力電圧 Vinが供給され、過電流検出コンパレータ 24の反転入力端子 (-)は、 MOS26のドレインに接続されている。また、ドライバ 2 2には、 TSD回路 23からの過熱検出信号が与えられるようになって、る。

[0032] また、レギユレータ IC10には、発振回路 20に接続されている RT端子 (外部素子接続端子) 6が設けられており、 RT端子 6とグランド間には発振回路 20の発振周波数を定める抵抗 R4とノイズ除去用のコンデンサ C4とが並列に外付けされている。尚、 GN D端子 (接地端子) 4がグランドに接続されて、レギユレータ IC10の基準電位が定められている。

[0033] また、スィッチ回路 14の一端は入力端子 1に接続されている。その他端は、図示しないが、内部制御回路 15内の各素子の電源として接続されており、 EN端子 (スタンバイ端子） 7から入力される出力停止を指示する外部信号に基づいて、内部制御回路 15への電源の供給を断続するようになっている。そして、 EN端子 7とグランド間には、前記外部信号としての電圧を与えるスィッチ 12と定電圧源 13との直列回路が外付けされている。

[0034] 次に、このような構成のレギユレータ IC10のスタンバイ状態と動作状態との切り換え動作について説明する。入力端子 1には、図示しない直流電源からの直流電圧がコンデンサ C1で平滑化、及び、コンデンサ C2でノイズ除去され、入力電圧 Vinとなって供給されている。

[0035] 先ず、外部のスィッチ 12がオフ（開状態)の場合、スィッチ回路 14はオフ（開状態）になり、内部制御回路 15には入力電圧 Vinが供給されない状態となる。従って、内部制御回路 15が動作しないため、レギユレータ IC10はスイッチング動作を行うことができない。即ち、レギユレータ IC10は、出力電圧 Voとして所定の電圧を発生させない、いわゆるスタンバイ状態となる。このとき、レギユレータ IC10の全ての内部回路は完全に停止しているので、レギユレータ IC10の消費電力は 0となる。尚、このとき、 M OS26のゲートはプルアップ抵抗 R5により高レベルに固定されている。

[0036] 一方、外部のスィッチ 12がオン（閉状態)の場合、定電圧源 13からの電圧がスイツチ回路 14に与えられ、スィッチ回路 14はオン（閉状態）になり、内部制御回路 15に入力電圧 Vinが供給される。従って、内部制御回路 15は動作を開始し、レギユレータ IC10はスイッチング動作を開始する。即ち、レギユレータ IC10は、出力電圧 Voとして所定の電圧を発生させる動作状態となる。

[0037] 次に、この動作状態のレギユレータ IC10の各部の動作について以下に説明する。

入力電圧 Vinは、 MOS26のスイッチング動作によりパルス電圧に変換されて平滑回路 11に与えられ、 MOS26がオン状態のときは、入力端子 1から MOS26を介してコィル L1へ電流が流れる。これにより、コイル L1にエネルギーが蓄えられるとともに、コンデンサ C5が充電される。一方、 MOS26がオフ状態のときは、コイル L1に蓄えられたエネルギーがダイオード D1により環流させられてコンデンサ C5が充電される。そして、コンデンサ C5から出力される電圧が出力電圧 Voとして外部に供給される。

[0038] また、出力電圧 Voが分圧抵抗 Rl、 R2により分圧された帰還電圧 Vadjが、 INV端子 5を介して誤差増幅器 18の反転入力端子 (一)に入力される。そして、誤差増幅器 18は、第 1、第 2非反転入力端子（+ )に入力される電圧のうち、より低レベルの電圧と、反転入力端子 (一)に入力される帰還電圧 Vadjとの電位差に基づく電圧を出力する。

[0039] 誤差増幅器 18の第 1非反転入力端子（+ )には、ソフトスタート回路 16からソフトスタート回路 16の動作開始時点、即ち、レギユレータ IC10の起動時から時間とともに一定に増加する電圧が与えられる。第 2非反転入力端子（+ )には、基準電圧源 17 力の基準電圧 Vrefが与えられる。尚、この基準電圧 Vrefは、所定の出力電圧 Vo を分圧抵抗 Rl、 R2で分圧した電圧 Vadjに設定される。

[0040] 誤差増幅器 18から出力される誤差信号は、 PWMコンパレータ 19の反転入力端子

(一）に入力される。また、 PWMコンパレータ 19の非反転入力端子（+ )には、発振回路 20から一定周波数の三角波信号 Voscが与えられる。そして、この PWMコンパレータ 19は、反転入力端子 (-)の電圧と非反転入力端子（+ )の電圧とを比較し、非反転入力端子（ + )電圧が反転入力端子 (一)電圧より低!ヽ場合は L (Low)レベル、非反転入力端子（+ )電圧が反転入力端子 (一)電圧より高くなれば H (High)レベルの PWM信号をラッチ回路 21に出力する。

[0041] ラッチ回路 21は、ー且、 Hレベルの PWM信号が入力されると出力をラッチし、 Hレベルの出力信号をドライバ 22に出力する。そして、発振回路 20から出力される三角波信号 Voscに基づいてリセット信号発生回路 28で生成された三角波信号 Voscと同じ一定周波数のリセット信号がリセット端子に入力されると、ラッチを解除し出力を Lレベルにする。このようにして、 PWMコンパレータ 19からの PWM信号が波形整形されてドライバ 22に与えられる。尚、リセット信号発生回路 28は、発振回路 20から出力される三角波信号 Voscと基準電圧源 28aからの基準電圧とをコンパレータ 28bで比較することにより、前記リセット信号を生成している。

[0042] ドライバ 22は、ラッチ回路 21からの出力信号をバッファリングした出力信号を MOS 26のゲートに出力し、 MOS26を駆動する。即ち、ラッチ回路 21を介した PWM信号 1S Hレベルのときは MOS26をオフさせ、 Lレベルのときは MOS26をオンさせる。従って、ドライバ 22の出力信号は、発振回路 20の発振周波数と同一周波数のパルス信号となり、そのデューティは誤差増幅器 18からの誤差信号に基づいて決定される。即ち、出力電圧 Voが所定の電圧より上昇するほど、 Hレベルとなる時間、即ち、 MOS26がオフとなる時間が長くなり、逆に、出力電圧 Voが所定の電圧より下降するほど、 Lレベルとなる時間、即ち、 MOS26がオンとなる時間が長くなる。

[0043] このようにして、帰還電圧 Vadjと基準電圧 Vrefとが一致するように PWM信号のデユーティが調整されるので、出力電圧 Voは所定の電圧に安定的に維持される。但し、起動時において、ソフトスタート回路 16からの電圧が基準電圧 Vrefを超えるまでの間は、出力電圧 Voがソフトスタート回路 16からの電圧の上昇に伴って緩やかに上昇する、いわゆるソフトスタート動作を行うようになっている。これにより、出力電圧 Voが供給される負荷に起動時に過大な突入電流が流れることを防ぐことができる。

[0044] また、 MOS26を流れる電流が増大して、レギユレータ IC10が過熱する場合がある。このとき、 TSD回路 26は、レギユレータ IC10の所定箇所の温度が所定の温度以上になったことを検知すると、過熱検出信号をドライバ 22に与える。この過熱検出信号が与えられたドライバ 22は出力を停止して MOS26をオフにする。このようにして、レギユレータ IC10が所定の温度以上に上昇することを防止して過熱保護を図っている

[0045] また、出力電圧 Voを負荷に供給するラインに短絡等が発生すると、 MOS26等に過電流が流れて MOS26等が破損してしまうおそれがある。 MOS26に電流が流れると、 MOS26のオン抵抗と流れる電流とを乗算した電圧降下が MOS26のソースドレイン間に発生する。従って、 MOS26に流れる電流が所定の電流を超えたとき、 MOS26のソース—ドレイン間の電圧降下は所定の値より大きくなる。

[0046] 過電流検出コンパレータ 24は、 MOS26のドレイン電圧力入力電圧 Vinから定電圧源 25の電圧を差し引いた所定の電圧よりも低くなると、 Hレベルのセット信号をラッチ回路 21のセット端子に与えるので、ラッチ回路 21の出力は Hレベルにセットされ、ドライバ 22は MOS26をオフさせる。即ち、 MOS26に流れる電流が所定の電流を超えたとき、 MOS26のドレイン電圧は所定の電圧より小さくなるので、このときに MOS 26をオフにすることにより、レギユレータ IC10の過電流保護を図っている。尚、セット信号は、リセット信号発生回路 28からの一定周期で発生するリセット信号により解除される。

[0047] また、レギユレータ IC10をラジオやモニタ等の電子機器に制御用電源として組み込んだ場合、 MOS26のスイッチングにより発生する特定周波数 (高調波成分を含む）のスイッチングノイズが、出力電圧 Voを供給するラジオやモニタ等の出力に影響を及ぼす場合がある。例えば、ラジオの出力音声にノイズ音が混入したり、モニタの画面にちらつきが生じたりというような影響を及ぼす場合がある。このようなときに、 RT端子 6に接続する抵抗 R4の抵抗値を変更することにより、スイッチング周波数を、影響を与えない周波数に変更してスイッチングノイズの影響を回避することができる。

[0048] 図 2は、発振回路 20の具体的回路を示す回路図である。説明の便宜上、図 2において、図 1と同一の部分には同一の符号を付して、その説明は省略する。図 2に示す発振回路 20は、カレントミラー回路 20aを構成する PNPトランジスタ Ql、 Q2、 Q3と、 PNPトランジスタ Q2、 Q3の下流側においてカレントミラー回路 20bを構成する NPN トランジスタ Q4、 Q5と、コンデンサ C20と、充放電切換回路 SW20とから成る。

[0049] 図 2において、 Vccは入力電圧 Vin、または、入力電圧 Vinから生成された所定の電圧が供給される電源ラインであり、本例においては入力電圧 Vinが供給されているものとする。そして、この電源ライン Vccに PNPトランジスタ Ql、 Q2、 Q3の各ェミッタが接続されている。また、 PNPトランジスタ Ql、 Q2、 Q3の各ベースと PNPトランジスタ Q1のコレクタとが共に RT端子 6に接続されている。尚、 RT端子 6とグランド間には、抵抗 R4とコンデンサ C4とが並列に外付けされている。尚、この外付けのコンデンサ C4はノイズ除去を目的とするものである。

[0050] また、 PNPトランジスタ Q2のコレクタは、 NPNトランジスタ Q4のコレクターェミッタを介してグランドに接続され、 PNPトランジスタ Q3のコレクタは、 NPNトランジスタ Q5のコレクター工ミッタを介してグランドに接続されている。そして、 NPNトランジスタ Q4、 Q 5の各ベースと NPNトランジスタ Q4のコレクタとが接続され、 NPNトランジスタ Q5のコレクタはコンデンサ C20を介してグランドに接続されている。そして、このコンデンサ C20の電圧が、三角波信号 Voscとして PWMコンパレータ 19の非反転入力端子（+ )に与えられる（図 1参照)。

[0051] また、充放電切換回路 SW20は、 NPNトランジスタ Q4及び Q5のベースの接続点とグランド間に接続され、三角波信号 Voscの電圧に応じてオン Zオフ制御される。従って、この充放電切換回路 SW20のオフ Zオンに応じて NPNトランジスタ Q4、 Q5 、即ち、カレントミラー回路 20bがオン Zオフする。

[0052] 次に、このような構成の発振回路 20の動作を説明する。電源ライン Vccに入力電圧 Vinが供給されると、電源ライン Vccから PNPトランジスタ Q1のェミッタコレクタ、 RT 端子 6、抵抗 R4を介してグランドへ、入力電圧 VinZ抵抗 R4で定まる電流 Iが流れる。そして、この電流 Iはカレントミラー回路 20aを構成する PNPトランジスタ Q2、 Q3にミラーされ、その下流の NPNトランジスタ Q4、 Q5に出力される。

[0053] 充放電切換回路 SW20は、三角波信号 Voscが上側閾値電圧 Vhになったときにォフ、下側閾値電圧 VI (Vh> VI)になったときにオンになるように制御される。そして、三角波信号 Voscが下側閾値電圧 VIになったとき、即ち、充放電切換回路 SW20がオンになったとき、 NPNトランジスタ Q5はオフになるため、 PNPトランジスタ Q3から出力される電流 Iでコンデンサ C20が充電される。三角波信号 Voscはコンデンサ C2 0の充電に伴って一定の傾きで上昇する。そして、三角波信号 Voscが上側閾値電圧 Vhに達すると、充放電切換回路 SW20はオフ、 NPNトランジスタ Q5はオンになり、コンデンサ C20は NPNトランジスタ Q5を介して放電を開始する。

[0054] NPNトランジスタ Q5は、 NPNトランジスタ Q4に対してェミッタ面積が 2倍のものとなつており、 NPNトランジスタ Q4に電流 Iが流れているときには、 21の電流を流す能力がある。従って、 NPNトランジスタ Q5がオンになったときの電流は 21であり、コンデンサ C20が NPNトランジスタ Q5を介して放電する放電電流は、 21— I (PNPトランジスタ Q3から出力される電流 I) =1となり、三角波信号 Voscは充電時と同じ一定の傾きで下降する。

[0055] そして、三角波信号 Voscが下側閾値電圧 VIに達すると、充放電切換回路 SW20 はオン、 NPNトランジスタ Q5はオフになり、コンデンサ C20は再び電流 Iで充電を開始する。以上の動作を繰り返して生成された特定周波数の三角波が、三角波信号 V oscとして出力される。尚、上述したように、 NPNトランジスタ Q5のェミッタ面積を NP Nトランジスタ Q4のェミッタ面積の 2倍にすると、コンデンサ C20の充電電流と放電電流の電流値が同じになり、三角波信号 Voscの上昇と下降の傾きが同じになるが、上昇と下降の傾きは特に同じにする必要はなぐ NPNトランジスタ Q5のェミッタ面積は、 NPNトランジスタ Q4のェミッタ面積の所定の倍数にしても良!、。

[0056] また、抵抗 R4の抵抗値を変更すると、上述の電流 Iの大きさが変わることになり、コンデンサ C20の充放電電流の大きさが変わることになる。即ち、抵抗 R4の抵抗値を小さくすると、電流 Iは大きくなり、コンデンサ C20の充放電電流は大きくなる。すると、三角波信号 Voscは、充電時にはより早く上側閾値電圧 Vhに、放電時にはより早く下側閾値電圧 VIに到達することになり、三角波信号 Voscの周期は短くなる。一方、抵抗 R4の抵抗値を大きくした場合は、上述の動作と逆の動作となり、三角波信号 Vosc の周期は長くなる。

[0057] このように、抵抗 R4の抵抗値を変更することにより、発振回路 20の発振周波数を変更することができる。そして、図 1に示すレギユレータ IC10をラジオやモニタ等の電子機器に組み込んで動作させたときに、スイッチングノイズがこの電子機器の出力に影響を及ぼす場合であっても、抵抗 R4を異なる抵抗値のものに変更するだけで、スイツチング周波数を電子機器の出力に影響を及ばさなヽ周波数に変更してスイッチングノイズの問題を回避することができる。また、抵抗 R4を可変抵抗にして、電子機器を動作させたままの状態でスイッチング周波数を電子機器の出力に影響を及ばさな!ヽ周波数に変更することも可能である。

[0058] また、スイッチング周波数を高く設定する場合、内部制御回路 15内の各制御素子等を周波数特性の良いものにする必要があるが、誤差増幅器 18を周波数特性の良いものにすると、回路の発振の問題が生じることがある。そこで、 FB端子 3と INV端子 5との間にコンデンサ C3と抵抗 R3との直列回路力も成る遅; ^立相補償回路 27を外付けすることにより、誤差増幅器 18を周波数特性の良いものにしてスイッチング周波数を高く設定した場合であっても、回路の発振を防止することができる。

[0059] 例えば、この遅れ位相補償回路 27を外付けしない場合の上限のスイッチング周波数は 300kHz程度であるのに対して、遅れ位相補償回路 27を外付けした場合は、上限のスイッチング周波数を 500kHz程度に上昇させることができる。これにより、スイツチング周波数を高く設定してもレギユレータ IC10の変換効率を上げて安定した動作をさせることができ、レギユレータ IC10及びレギユレータ IC10を用いた電源装置の小型化、軽量ィ匕を図ることができる。

[0060] 以上、説明したように、レギユレータ IC10は、外部のスィッチ 12がオフされることによりスタンバイ状態になったときには、スィッチ回路 14によって内部制御回路 15を完全に停止させるので、スタンバイ時の消費電力を 0にすることができ、省電力を図ることがでさる。

[0061] また、レギユレータ IC10は、発振回路 20の発振周波数、即ち、 MOS26のスィッチング周波数を決める抵抗 R4を接続する RT端子 6を備えてヽるので、スイッチングノィズによる影響を回避するなどの目的でスイッチング周波数を変更する場合に、レギュレータ IC10そのものを変更せずとも、抵抗 R4を異なる抵抗値のものに変更するだけで、スイッチング周波数の変更を行うことができる。そして、抵抗 R4を可変抵抗にしてレギユレータ IC10を連続動作させたままでスイッチング周波数の変更を行うことも可能である。

[0062] また、レギユレータ IC10は、コンデンサ C3と抵抗 R3との直列回路力も成る外付けの遅れ位相補償回路 27が接続され、誤差増幅器 18の出力を反転入力端子 (一)にこの遅; 立相補償回路 27を介してフィードバックするための FB端子 3を備えている。そのため、誤差増幅器 18を周波数特性の良いものにしたうえで、スイッチング周波数を高く設定した場合であっても、回路の発振を防止することができ、スイッチング周波数を高く設定することができる。従って、レギユレータ IC10及びレギユレータ IC10を用いた電源装置の小型化、軽量ィ匕を図ることができる。

[0063] また、レギユレータ IC10は、 TSD回路 23を備えて過熱保護を図って、る。また、過電流コンパレータ 24を備えて過電流保護を図っている。更に、ソフトスタート回路 16 を備えているので、起動時に出力電圧 Voを所定の電圧まで緩やかに立ち上げるソフトスタート動作を行うことができる。

[0064] 尚、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなぐ本発明の趣旨を逸脱しない範囲において各部の構成等を適宜に変更して実施することも可能である。例えば、 MOS26をバイポーラ型のトランジスタにすることも可能であるし、発振回路 20のカレントミラー回路 20a、 20bを MOSトランジスタで構成することも可能である。産業上の利用可能性

[0065] 本発明は、他の電子機器、特にスタンバイ時の省電力が要求される電子機器の電源装置として利用できる。

Claims

請求の範囲

[1] 入力電圧を変換して平滑回路に与え、該平滑回路からの出力が所定の出力電圧になるように動作するスイッチングレギユレータ型の電源装置において、

前記出力が前記所定の出力電圧になるように制御信号を PWM方式で発生する制御回路と、

前記制御信号によってスイッチングされることによって、入力電圧を変換して前記平滑回路に与えるスイッチング素子とから成り、

前記出力電圧の出力をオン'オフする外部信号に基づいて、前記制御回路を構成する素子への動作電力の供給経路の導通'遮断を切り換えることを特徴とする電源装置。

[2] 前記制御回路は、前記出力電圧に基づく帰還電圧と基準電圧とを比較して誤差信号を生成する誤差増幅器と、所定の周波数の発振信号を生成する発振回路と、前記発振信号と前記誤差信号とを比較して PWM信号を生成する PWMコンパレータと、前記 PWM信号に基づいて前記制御信号を前記スイッチング素子に与えて駆動する駆動回路と、前記制御回路を構成する素子への動作電力の供給経路の前記導通，遮断の切り換えを行う切換回路とから成り、

前記電源装置は、更に前記入力電圧が与えられる入力端子と、前記スイッチング素子の一端に接続されて前記平滑回路に与える電圧が出力されるスイッチング端子と、前記帰還電圧が与えられる帰還電圧端子と、前記発振信号の所定の周波数を決定する外部素子が接続される外部素子接続端子と、前記制御回路の自己誤発振を防止するために一端が前記帰還電圧端子に接続された遅; ^立相補償回路の他端が接続されるとともに、前記誤差増幅器の出力が接続されるフィードバック端子と、前記外部信号が与えられるスタンバイ端子とを有することを特徴とする請求項 1に記載の電源装置。

[3] 前記発振回路は、前記外部素子に流れる電流の値によって充放電周期が決定する充放電コンデンサから成り、前記発振周波数の前記所定の周波数は、前記外部素子の抵抗値を変化させて前記外部素子に流れる電流値を変えることによって変更可能であることを特徴とする請求項 2に記載の電源装置。

[4] 前記発振回路は、充放電を行うコンデンサと、前記外部素子の抵抗値によって前記コンデンサの充電電流の値を決定する第 1のカレントミラー回路と、前記コンデンサの放電電流の値を決定する第 2のカレントミラー回路と、前記コンデンサの両端電圧と、第 1及び第 2の閾値電圧とを比較して、第 2のカレントミラー回路をオン/オフすることよって、前記コンデンサへの充電と放電を切り換える充放電切換回路とから成ることを特徴とする請求項 2に記載の電源装置。

[5] 前記第 1のカレントミラー回路は、前記外部素子がその電流経路に接続される第 1 の入力側回路と、前記第 1の入力側回路に流れる入力側電流に比例した第 1の出力側電流が流れる第 1の出力側回路と、前記第 1の入力側回路に流れる入力側電流に比例した第 2の出力側電流が流れる第 2の出力側回路とから構成され、

前記第 2のカレントミラー回路は、前記第 1の出力側電流の電流経路に接続された第 2の入力側回路と、前記第 2の出力側の電流経路と前記コンデンサの一端との接続点に接続された第 3の出力側回路とから構成され、

前記充放電切換回路は、前記第 3の出力側回路を遮断させて前記第 2の出力側電流によって前記コンデンサを充電させ、前記第 3の出力側回路を導通させて前記コンデンサを放電させることを特徴とする請求項 4に記載の電源装置。

[6] 前記制御回路は、更に前記スイッチング素子に流れる電流が所定の電流値を超えたときに前記駆動回路を停止させる過電流保護回路を備えることを特徴とする請求項 2に記載の電源装置。

[7] 前記過電流保護回路は、前記スイッチング素子による電圧降下を検出し、この電圧降下が所定の電圧を超える場合に前記駆動回路を停止させることを特徴とする請求項 6に記載の電源装置。

[8] 前記過電流保護回路は、前記スイッチング素子から出力される電圧と所定の電圧とを比較する過電流検出コンパレータを備え、この過電流検出コンパレータは、前記スイッチング素子力出力される電圧が前記所定の電圧より低くなつたときに前記駆動回路を停止させることを特徴とする請求項 6に記載の電源装置。

[9] 前記制御回路は、更に電源装置内の所定箇所の温度が所定の温度を超えたときに、前記駆動回路を停止させる過熱保護回路を備えることを特徴とする請求項 2に記載の電源装置。

[10] 前記制御回路は、更に前記出力電圧が起動時に緩やかに立ち上がるように前記誤差増幅器を制御するソフトスタート回路を備えることを特徴とする請求項 2に記載の電源装置。

[11] 前記電源装置は、集積回路装置で構成されることを特徴とする請求項 1乃至請求項 10の、ずれかに記載の電源装置。